斜坡补偿原理
斜坡补偿(3842)
图 4 占空比大于 50 %并带坡度补偿
图 5 - m = m2 时 ,电感电流波形
对于 BUC K 电路 , 补偿坡度是 V O/ L , 由于输 出电压恒定 , 所以补偿值便于计算并恒定; 对于 BOOST 电路 ,补偿坡度是 ( V IN - V O) / L , 由于输入 电压随电网变化 ,所以补偿值不恒定 ,这样对于固定 补偿网络 ,很多时候会发生过补偿或补偿不足 ,降低 了电路的性能并导致波形畸变 , 因此 BOOST 电路 通常不采用峰值电流控制而采用平均电流控制的模 式 ,来避免斜坡补偿 。 2. 2 减小尖峰值/ 平均值误差
(4) 计算晶振充电时的坡度 : V OSC = d ( V OSC) / TON = 2/ 12. 3 = 0. 17V/μs ;
(5) 计算斜坡补偿值 ,补偿比例 M 取 0. 75 , R1 = 1kΩ,计算 R2 的值 。
根据式 (2) 得 :
R2
=
R1
V OSC V m2 M
= 3. 8kΩ
图 15 采用射极跟随器减小晶振的输出阻抗
4. 2 参数选择
采用单端正激电路设计的 1000W 通信电源 ,以
UC3846 作为控制芯片 ,交流输入 165～275V ;输出
50V 、20A ; 工作频率 80k Hz ; 匝比 8/ 1 ( N P/ N S) ,检 测电阻 R SENSE = 0. 4Ω;输出电感 L = 40μH ;晶振电 容 CT = lnF ;死区时间 0. 145μs 。
入斜坡补偿有两种方法 , 一种是将斜坡补偿信号加 到电流检测信号中 , 如图 13 所示 ; 另一种是将斜坡 补偿信号从误差电压信号中减去 ,如图 14 所示 。
图 10 斜坡补偿电路
详解开关电源斜坡补偿的推导过程
详解开关电源斜坡补偿的推导过程
我们首先假设，（BUCK电路为例）电感的电流波形以斜率m1上升，然后以斜率m2下降，在电感的电流达到峰值电流的时候限值电压（顶上的电
压横线）突然受到一个干扰时间为Δt，幅值为+ΔV的干扰后（限值电压升高），电感峰值电流达到原本的峰值电流后在Δt时间内继续上升，上升的电流幅值为ΔI，随后干扰消失，电感电流以m2的斜率下降，大致如下图，下面来
计算一下受到干扰后电流波形与原本的电流轨迹的差值ΔI1，ΔI2......ΔIn，是
越来越大还是越来越小，越大则不稳定，越小则稳定。
上图中虚线为受到干扰后的波形，实线为原本的波形轨迹
我们把实线的第一个峰值电流记做i1
我们把虚线的第一个峰值电流记做i1_1
i1_1 - i1=ΔI
我们把实线的第二个峰值电流记做i2
我们把虚线的第二个峰值电流记做i2_1
有
i2=i2_1 i1=in_1
然后我们把时间点t1垂直建立一个坐标系，设时间轴t上的点t1为原点
可以看出i1以m2的斜率下降了时间toff，i1_1以m2的斜率下降了时间toff-Δt，可得出结论i1和i1_1下降到时间点t2后，i1_1比i1少下降了时间
Δt
则i1_1比i1降低的电流为Δt·m2
由于原来i1_1比i1就高出了ΔI i1_1 - i1=ΔI。
峰值电流模式斜坡补偿电路研究
７１
定稿日期：２００８—０８—０６
作者简介：夏泽中（１９５８一），男，湖北武汉人，博士，教授，研究
方向为电力电子与电力传动。
万方数据
第４２卷第１２期
２００８年１２月
电力电子技术
Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
Ｖ０１．４２
Ｎｏ．１２
Ｄｅｃｅｍｂｅｒ，２００８
该数量级的电阻取值显然不利于系统的稳定，因此 简单的ＲＣ补偿电路并不能达到满意的补偿效果。 （２）射极跟随器补偿电路 图５示出由射极跟随器构成的斜坡补偿电路及 其ＲＡＭＰ波形。Ｒ：和三极管组成斜坡补偿网络，ＣＴ
图１峰值电流模式控制全桥移相变换器的斜坡补偿原理图
２．２峰值电流控制电路稳定性分析 图２示出ＣＣＭ模式下峰值电流控制变换器在 占空比Ｄ＜０．５和Ｄ＞０．５时的电感电流ｉ。波形。可见，
当Ｄ＜Ｏ．５时，Ａ１２＜Ｍ。，ＡＩ周期性减小，系统是收敛 的，说明系统可以稳定；当Ｄ＞０．５时，Ａ１２＞ＡＩ，，ＡＩ周
（ａ）Ｄ＜０．５，△如＜ＡＩＩ （ｂ）Ｄ＞０．５，Ａ／２＞△，
引脚的波形通过三极管和Ｒ：耦合到ＲＡＭＰ上。通 常三极管的放大倍数大于１００，引入射极跟随器后， 其补偿电路的等效电阻增加．减小了补偿电路对工 作频率的影响。
图２
ＣＣＭ模式下五波形
△，
图５射极跟随器构成的斜坡补偿电路及波形
但因为三极管基射极间的导通门槛电压（通常 为０；７Ｖ）高于ＣＴ波形的最低电压（０．２Ｖ），使得耦 合到ＲＡＭＰ、引脚的补偿信号中有一段死区．如图５ｂ 中所示的＆时问段。从而不能实现占空比全程可 调，特别是当占空比很小时，会有一个跳跃的过程。 因此．需要对其补偿电路进行改进。改进的思路是抬 高ＣＴ耦合到三极管的基极电压，如图６ａ所示。通 过Ｒ，和Ｒ。的上拉分压作用，使得ＣＴ耦合到三极管 基极的信号高于其导通门槛电压，从而消除补偿到 ＲＡＭＰ引脚信号的死区，如图６ｂ所示。
峰值电流控制模式中的分段线性斜坡补偿技术
（誊）。ｚ（警）。：（半）。钏…－
又因为：踟＝√单一。Ｉ。ｆ孚１ 、一， 可以得到腑：跏：跏＝４；２：１
’
㈣
（９） （１０）
厂——————１矿
设计Ｖ一变化范围为［ｙ一△ｙ，ｙ＋△明，Ａ。、
＆和凡的线性区分别为［ｙＲＬ一△ｙ】，ｙｎ＋
△¨］、［ＶＲＬ一△％，％＋△Ｋ］和［ｖＲＨ一△ｎ，
Ａ１、Ａｚ和Ａ３的线性区范围，可知：
７ｎ１
（１）
（注：ｍ。、ｍｚ为上升、下降斜率，单位Ａ／ｓ。）同 理，可以证明经过ｎ个周期后，△厶引起的电流误
差△Ｌ为：
她一弛×（署）“
由上式可以得即Ｄ＜５０％时，电流误差△Ｌ将逐 渐趋于０，故而系统稳定； 当ｍｚ＞ｍ，，即Ｄ＞５０％时，电流误差△Ｊ。将逐 渐放大，从而导致系统失控。电源的抗干扰性能差。 不能稳定工作。为了使当占空比大于５０％时，系统 仍稳定，故引入斜率为的斜坡补偿信号。该方法就 是在控制电压ｖｃ上叠加斜坡补偿电压形成新的控 制电压输入到ＰＷＭ比较器一端，与ＰｗＭ比较器 另一端的电流反馈电压比较。图２是该种补偿方法 的原理示意图。其中是补偿斜坡电压的斜率。
１斜坡补偿的引入及原理
电流模式控制是一种固定时钟开启、峰值电流 关断的控制方法。因为峰值电感电流容易传感，而 且在逻辑上与平均电感电流大小变化相一致。但 是，峰值电感电流的大小不能与平均电感电流大小 一一对应，因此在占空比不同的情况下，相同的峰值 电感电流的大小可以对应不同的平均电感电流大 小。而平均电感电流大小才是唯一决定输出电压大 小的因素。若要电感的峰值电流与其平均电流一一 对应，从而唯一决定输出电压，则需要对电感的峰值 电流做进一步的处理，并需注意当占空比Ｄ大于 ５０％时开环不稳定（如图１），其存在难以校正的峰 值电流与平均电流的误差；容易发生次谐波振荡。 故在峰值电流模控制的ＰＷＭ模式中引入了斜坡补 偿信号ｏ］。使输入到ＰＷＭ比较器的合成波形信号
斜坡补偿电路的选择和参数优化设计(0228_
当占空比大于 0.5 时电路是不稳定的。实际上图 1 就
是占空比大于 0.5 时的电感电流波形，从中可显然看
出：由于电感电流在每一周期结束时，电流不能下降
到零，致使将前一周期的电流变化量带到了下一个周
期，再由于 d >1/2，所以，电流的变化量越来越大，
使得系统不能稳定。
2.2 DCM 模式时，扰动对稳定性的影响
极跟随器，使补偿网络的等效电阻增加，从而减小补
偿网络对工作频率的影响，如图 5(c)所示，但这增加 了电路的复杂程度。实际上，通过合理选择振荡器参
2
数、电流前沿滤波参数和最大占空比的合理选择，应 用简单的阻容补偿网络也可达到满意的补偿效果。下 面就对阻容补偿网络进行深入研究。
R2
C1 CT RT
UC3843
当接入电阻或阻容补偿网络时，定时电容的充电
电路如图 6（b ）所示，则电容 CT 由某下门限电压VTL
充电至某上门限电压VTH 经历的时间 TC2 为
TC2
=
ART CT
ln
5A − VTL 5A −VTH
（6）
其中 A = (R1 + R2 ) (R1 + R2 + RT ) 。
比较式（5）与式（6）可以看出：当 R1 + R2 >> RT
RT 对定时电容 CT 充电，CT 充到一定电压时再通过内
部的电流源放电，CT 上的波形如图 5(d)所示。根据如
图 6(a)所示电路，可得
RT CT
∂VC ∂t
+ VC
=5
（4）
由图 5(d)所示的波形可知：与充电时间相比，放
电时间短得多(当 RT>5 KΩ时）[1]，因此，电容的充电
一种适用于高频电流模式转换器的斜坡补偿电路的设计与实现
电子元件及应用
２ 适 用 于 高 频 电流 模 式 转 换 器 的 斜 坡 补 偿
电路 的 实 现
本文 设计 的斜坡 电路 如 图３ 示 ，斜 坡 补偿 电 所
路包 括 电流 源，，电容 Ｃ ，电阻 ，开 关Ｖ Ｔ ， ２ ： Ｔ ，Ｖ 。
ＶＴ和反 相 器 ，这种 简 单 的结 构 没 有加 法 器 的 内 ４
可 以看到 ．一个 周 期后扰 动 电流变 为 ： Ａ １△ Ｉ ・ ＝
ｍ ｌ
整个 电路 工 作 原 理 如 下 ：逻辑 单元 产 生 一 个 充 放
电 的脉 冲来 控 制开 关Ｖ ， Ｔ 的开关 ，从 而控 制 电 容 的 充放 电 。当开关Ｖ Ｔ是关 闭 时 ，电流源， 电容Ｃ充 对
ｎ 周期 后 个
＝
【Ｊ
（ ２ ）
电。 此 时Ａ点 电压 线 性 增加 ，当Ａ 电压 超 过 点
当』小 于０５ ，此 时ｍ 大 于 ，所 以经 过 Ｄ ．时 个
电子 元件及应用
ｄ ｉ ０ ９ ９ ．ｓ ．５ ３ ４ ９ ． １ ．２０ ３ ｏ： ． ６ ／ｉ ｎ１ ６ － ７ ５２ ２０ ．１ １ ３ ｊｓ ０ ）
一
种适用于高频电流模式转换器 的 斜坡补偿 电路 的设计 与实现
罗 小勇 ，毕 长红 ，文 皓
（ 电子 科技 大 学 电子 薄膜 与 集成 器件 国 家重点 实验 室 ，四川 成都 ６ ０ ５ ） １０ ４
１ 斜 坡 补 偿
１１ 斜 坡补偿 的 必要 性 ．
峰值 电流 模 式 Ｐ ＷＭ开关 电 源 工 作 在Ｃ Ｍ模 式 Ｃ
下 且 占空 比 （ ）大 于 ０５ ，系 统 存 在 稳 定 性 问 Ｄ ．时
活学活用PWM控制器之斜坡补偿方法科普
活学活用PWM控制器之斜坡补偿方法科普
PWM控制器作为一种非常常见的重要电子元件，在中小功率开关电源
及消费类电子产品的电路系统设计中应用广泛。
本文将会针对PWM控制器
的斜坡补偿方法进行简单介绍和科普，希望能够对正在进行电子技术学习的
爱好者和初学者带来一定的帮助。
在一些中小功率开关电源模块的研制过程中，很多工程师都需要面对一个
问题，那就是在采用了电流型PWM控制器的电路系统中，会出现输出电压
正比于输出电流平均值而不是正比于峰值电流的情况。
众所周知，功率开关
管的峰值电流由PWM控制器保持恒定控制，当输入电压减小时，为了使电
流恒定，占空比将调节为D2，这时平均电流将上升为I2，输出电压也将上升。
在电流型控制器件的调节下，仅有输出电压能够得到控制。
那幺，采用斜坡补偿的方式可以解决电流型PWM控制器的这一应用弊端吗？答案是肯定的。
首先来看斜坡补偿的技术原理。
为了维持一个恒定的平
均电流（输出电压），要求有一个与占空比无关的电流波形补偿斜坡，当（NsPNp）Rs（m2P2）=m成立时，输出电感平均电流与Ton无关，则保持
了输出电压恒定。
电流型PWM控制器的平均电流曲线如下图图1所示。
图1 电流型PWM控制器平均电流曲线
在实际的电路系统设计过程中，采用斜坡补偿的技术是比较容易实现的，
一般可以直接用图2所展示的电路来实现。
在图2所展示的斜坡补偿原理图中，一般R1的阻值预先设定，再计算R2的阻值，需要特别注意的一个问题
是R2的阻值必须足够高，以避免使振荡器产生振荡频率漂移。
关电源中斜坡补偿电路的分析与设计[1]
![关电源中斜坡补偿电路的分析与设计[1]](https://img.taocdn.com/s3/m/55afd8323968011ca300919a.png)
路， 不仅实现了内 部同步补偿， 而且能随占 空比变化自 动调节补偿量。 电路分析和仿真结果表明， 路能弥补传统电流模式的 该电 不足
有效地稳定开关电源的输出电压 关健词 开关电源，电流模式，斜坡补偿，占空比
１ ．引言 开关电源是利用现代电力电子技术， 控制开关晶体管 的导通和关断的时间比率， 维持输出电压稳定的一种电源， 它和线性电源相比， 具有效率高、功率密度高、 可以 实现 和 输人电网的电 气隔离等优点， 被誉为 离效节能电 源Ｍ 目 前开关电源已经应用到了 各个领域， 尤其在大功率应用 的场合，开关电源具有明显的优势。 开关电源一般由脉冲宽度控制（ ） 、 Ｐ Ｉ 功率开关管、 ＷＭ Ｃ 整流 二极管和Ｌ 滤 路构成。 小功率开 源中， Ｃ 波电 在中 关电 功率开 关管可以集成在ＰＭ Ｗ 控制Ｉ Ｃ内。 开关电源按反馈方 式分为电压模式和电流模式。电流模式开关电源因其突出 的优点而得到了快速的发展和广泛的 应用。 但是电流模式 的 结构决定了它存在两个缺点： 恒定峰值电流而非恒定平 均电 流引起的系统开环不稳定：占 空比大于 ５％ ０ 时系统的 开环不稳定［ ２ １ 本文旨 在从原理上分析传统电流模式的 缺陷及改进方 案，之后分析一个实用的斜坡补偿电路。
ｍ，
波电 一 因 反 路的 可以 简 ｒ 路的 半。 此 馈电 设计 大幅 化 ｎ
④ 改善了负载 调整率。 在电流 模式中， 误差放大器 的带宽更大， 因而负载调整率更好。 ３ ．电流模式的缺点 ３ 恒定峰值电流引起的电感平均电流不恒定。 ． １
电流模式的实质是使电感平均电流跟随误差放大器输
图ａ 电感电流扰动被放大
Ｉ＝ ＩＩ （ ＿ Ｉ ｄ ． ｇ ． 一 － ２ ） ＿ 一 － ｍ ｔ
２ 产 ２