PMSM电流环速度环位置环设计与实现中的心得体会

一：电流环参数的调节

1：PMSM传动控制系统中，电机运行速度范围很宽，电流频率范围从零到上百赫兹，要在这么宽的频率范围内准确地检测电机电流，常选用霍尔元件实现电机电流的检测。

霍尔检测方法优点：动态响应好，信号传输线性及频带范围宽等优点。

为保证电机对称运行，电流三相各反馈信道的反馈系数必须相等，这就要精心选择调理电路组件，仔细调整反馈回路参数。信号调理电路使用模拟放大器时，放大器的零漂是影响电机低速运行性能的主要因素，要仔细调整放大器，将零点漂移控制在10mv以内。

2：PMSM调速系统需要电机有很宽的调速范围，达到10^4 ：1 以上，要在这么宽的速度范围内检测出电机的速度，以实现调速系统的控制确实是个很重要的问题。尽管T法在低速时有很好的测速精度，但研究调速系统控制的论文极少见使用(T或M/T)法测速的，基本上都是采用M法测速。实际上，当电机处于极低转速时，电机能否稳定运行不仅仅取决于位置传感器及其所送来的脉冲信号，还有速度调节器的作用，以及电流环与电机转子惯性环节的影响，所以，M法仍可用于低速范围内电机速度的检测与反馈。

3：电流调节器参数对电流环的动态响应具有决定性影响。

电流调节器比例系数越大，电流阶跃跟踪响应速度越快，响应的超调越大，振荡次数越多。电流调节器的积分系数越大，电流阶跃跟踪响应的稳态误差越小，但太大会引起电流环振荡。PMSM调速控制系统的电流环控制对象为PWM逆变器、电机电枢绕组、电流检测环节组成。在实际系统运行过程中，电流环的相应受电机反电势的影响，电流环动态响应不好，为提高永磁同步电机调速系统电流环动态响应性能，抑制反电动势对电流环的影响，在实际系统电流调节器制作时，比例和积分系数均做了调整，增大比例系数，减小积分时间常数。

电流环响应若不加微分负反馈环节，电流环动态响应将会出现振荡与超调。然而实际应用中，通常不加微分反馈环节，因为微分极易引起系统的振荡。而且按照电流环I型系统的校正原则，采用PI控制才能实现电流环系统的稳定性和高动态响应。

二、速度环参数的调节

采用II型系统设计的速度环，实际应用中，在速度阶跃过程中，速度调节器会出现饱和，系统的实际运行情况和设计时所采用的线性对象具有很大的差别，调节器设计时的初始条件和实际系统退饱和后调节器参与调节时的初始条件有很大差别。因此按照II型系统设计的速度环需要作很大的调整才能满足实际系统的需要。但该设计方法关于调节器的形式选择仍然适用。

从自动控制原理可知，调速控制系统的速度超调是使用PI调节器并要求有快速响应的必然结果，原因是速度调节器要退出饱和，参与调解。

随着速度调节器输出限幅的增加，速度响应加快，到达指定速度时的振荡程度增加。输出限幅数值决定电机在动态过程中加速力矩的大小，影响电机在加减速过程中的加速度，影响调速系统的速度响应过程。输出限幅值要合理设置，应该充分利用电机的过载能力，以提高调速控制系统的速度响应性能。同时，在调速控制系统中可设置速度微分负反馈（肖老师建议速度环一般不要加前馈），可以抑制速度响应的超调。

三：位置环

永磁同步电机控制系统的位置环按典型I型系统设计，目的是不希望控制系统出现位置响应超调。按照永磁同步电机控制系统位置环的设计分析，位置调节器为比例调节器。当系统设定位置给定时，位置调节器输出有限幅，该限幅值对应控制系统电机所允许的速度限幅。

随着电机轴转动惯量的增加，位置环为获得最优的位置响应，位置调节器比例系数将成比例的减少。

工程设计中，将速度闭环用等效一阶惯性环节来代替，由此实现位置环的工程设计。控制系统对象转动惯量恒定，通过调整调节器比例放大系数，可使系统位置环获得优异的响应性能。

四：电机的一些参数意义

1：过载系数、功率密度

通常讲电机的过载能力其场合为：有变频器或伺服驱动器拖动的同步或异步电机。

记得有一个客户要求电机具有8倍的过载（同步伺服电机），竟然有一个厂家说他们能做。哎有些参数瞎说是会害死人的。

8倍过载能不能做，当然能，但是没有意义，只是文字上的游戏而已。

一个电机设计和制造的水平高低，有一个参数就是功率密度，就是电机的体积和质量与功率的比值（或者只说质量吧）这个值如果能做上去，那就是高水平的电机，通常来讲，这个值的范围对不同的电机厂家来讲，差异不会很大，如果真的能做点高的话，恭喜你，你发大财了，那就是电机行业的重大突破。

回过头来，我们再看看过载能力到底是什么，所谓的过载能力就是电机的最大扭矩与额定扭矩的比值。

当一个电机被制造出来以后，他的最大扭矩这个值就被确定了，基本上是不能有很大变化的，这个就是上边所讲的功率密度所决定的，当然，你要是和我较真的话，我还得把变频器的参数考虑进来，不同的变频器控制下，这个值也稍有变化。但是另一个参数额定扭矩就不是确定的了，它是与电机冷却方式密切相关的，自然冷却的额定扭矩《强制风冷的额定扭矩《水冷（或油冷）的额定扭矩。那么这三种方式那个过载能力高呢，当然是自然冷却的高了，但那个电机最贵的，水冷（或油冷）方式的了。

如果有人告诉你他的电机的过载系数很高，你要先问他一下电机的最大扭矩，然后问他一下电机的重量。拿这两个参数和别的电机比一下，呵呵，如果这两个参数相接近的两个电机，过载系数高的那个电机的冷却就是做的很差的那个。

目前，市场上的同步伺服电机的过载系数一般是3-4倍，siemens1ft7系列是4倍，1ft6和1fk7一般是3倍。异步伺服电机一般为2-3倍（3倍的比较少）。大功率的同步伺服电机siemens的1fw3 系列大致是1.8-2倍。西门子的电机在整个电机行业中的水平还算是比较高的（不包含那些特殊定制的电机奥）。

至于普通的异步电机，这个参数通常不是特别重要。

五：永磁同步电机控制系统电流环相应性能分析

（1）电流环

电流环控制对象为PWM逆变器、电机电枢回路，两者均可以看成一阶惯性环

节，其惯性时间常数影响电流环的动态响应速度。调节器的参数也影响电流环

响应过程。这三个因素都处于环内位置，低速时，通过电流调节器的调节，可

以基本消除电机反电势对电流环的影响，电流跟随性能好，控制特性好。高速时，电流反电势变大，它的存在使外加至电机电枢绕组的净电压减小，影响电流环的动态调节，电枢电流跟随性能变差。将导致实际电流和给定电流键出现明显的幅值相位偏差。严重时（电机运转速度很高时），实际电流将无法跟随给定。为了提高电流动态跟随性能，减小动态跟随误差，在保证电机控制系统电流闭环稳定的前提下，应尽可能提高电流调节器比例放大系数，减小积分时间常数，以减小电机反电势对电流环电流调节性能的影响。

（2）

电压环与电流环设计报告.doc

电压环与电流环设计报告

控制电路设计一、电流环的设计电流环的设计核心是控制主电路上电感电流的平均值，使它处于稳定状态，根据主电路与设计思路得电流控制环的系统框图如下： - + PI 1/Vs Vd Vo + -1/SL IL K1 其中Vcv 为电压环的输出电压（即系统的参考电压），Vs 为锯齿波的幅值，IL 为电感上的电流，K1为采样的放大倍数。设置PI 为单零点—单极点补偿网络。如下图所示： R1 R2C1 -+ 因为系统的开关频率为100KHZ ，为了避免开关频率对控制环路的影响，穿越频率fci 必须远远小于开关频率，当然为了对系统动态响应的速度，我们希望fci 越大越好，在一般的开关电源中，fci 都小于开关频率的1/10，此处我们设置为开关频率的1/10，即10KHZ 。补偿网络的传递函数为：211111 ()R C S G s R C S += , 由系统框图可以得系统的开环传递函数为：21211(1)11 ()1 S R C S G S K R C S V SL += ，式中：Vs=5V ；

L=15uH; K1=1/100; S=jw;代入上式，当fci=10KHz 时，2()G S =1，令补偿零点角频率1211w R C = 在fci/2处，即121 1w R C ==5KHz ，经计算得11R C =62.710-?,21R C =4210-?, 所以 2 1 R R =74，令1R =1K ，得2R =74K ，1C =2.7 nf, 代入得开环传递函数为：224 5000()/10S G S S -+=，经 MATLAB 画出 BODE 图如下：从上图可以看出，在(1/2)fci 频率处，开环传递函数的斜率由-40dB 变成-20dB ，可以达到较快的动态响应，由于传递函数以-20dB 的斜率穿越0dB 线，也可以获得足够的相位裕量（64度）。同时由于从0Hz~(1/2)fci 之间，开环传递函数以-40dB 斜率衰减，可以获得很高的静态增益，从而使得静态误差非常的小。根据乃奎斯特环路稳定性判据，系统是稳定的，设计也合理。二、电压环的设计在电压环的设计中，电流环可视为控制对象的一个环节，因此先

双闭环V-M调速系统中主电路,电流调节器及转速调节器的设计

中北大学电力拖动自动控制系统课程设计说明书学生姓名：学号：学院：信息与通信工程学院专业：自动化题目：双闭环V-M调速系统中主电路，电流调节器及转速调节器的设计指导教师： 2011年8月25日

中北大学电力拖动自动控制系统课程设计任务书 11/12 学年第一学期学院：信息与通信工程学院专业：自动化学生姓名：学号：课程设计题目：双闭环V-M调速系统中主电路，电流调节器及转速调节器的设计起迄日期：8月22 日～8月26日课程设计地点：中北大学指导教师：下达任务书日期: 2011年08月22日课程设计任务书

一、设计题目：双闭环V-M 调速系统中主电路，电流调节器及转速调节器的设计。二、已知条件及控制对象的基本参数：（1）已知电动机参数为：nom p =3kW ，nom U =220V ，nom I =17.5A ，nom n =1500r/min ，电枢绕组电阻a R =1.25Ω，2GD =3.532N m 。采用三相全控桥式电路，整流装置内阻rec R =1.3Ω。平波电抗器电阻L R =0.3Ω。整流回路总电感L=200mH 。（2）这里暂不考虑稳定性问题，设ASR 和ACR 均采用PI 调节器，ASR 限幅输出im U * =－8V ，ACR 限幅输出ctm U =8V ，最大给定nm U *=10V ，调速范围D=20，静差率s=10%，堵转电流 dbl I =2.1 nom I ，临界截止电流 dcr I =2nom I 。（3）设计指标：电流超调量δi %≤5%，空载起动到额定转速时的转速超调量δn ≤10%，空载起动到额定转速的过渡过程时间 t s ≤0.5。三、设计要求（1）用工程设计方法和[西门子调节器最佳整定法]* 进行设计，决定ASR 和ACR 结构并选择参数。（2）对上述两种设计方法进行分析比较。（3）设计过程中应画出双闭环调速系统的电路原理图及动态结构图

电压环与电流环设计

控制电路设计一、电流环的设计电流环的设计核心是控制主电路上电感电流的平均值，使它处于稳定状态，根据主电路与设计思路得电流控制环的系统框图如下：其中Vcv 为电压环的输出电压（即系统的参考电压），Vs 为锯齿波的幅值，IL 为电感上的电流，K1为采样的放大倍数。设置PI 为单零点—单极点补偿网络。如下图所示：因为系统的开关频率为100KHZ ，为了避免开关频率对控制环路的影响，穿越频率fci 必须远远小于开关频率，当然为了对系统动态响应的速度，我们希望fci 越大越好，在一般的开关电源中，fci 都小于开关频率的1/10，此处我们设置为开关频率的1/10，即10KHZ 。补偿网络的传递函数为：211111()R C S G s R C S += , 由系统框图可以得系统的开环传递函数为：21211(1)11()1S R C S G S K R C S V SL +=，式中：Vs=5V ；L=15uH; K1=1/100; S=jw;代入上式，当fci=10KHz 时，2()G S =1，令补偿零点角频率1211w R C = 在fci/2处，即1211w R C ==5KHz ，经计算得11R C =62.710-?,21R C =4210-?,所以21 R R =74，令1R =1K ，得2R =74K ，1C = nf, 代入得开环传递函数为：2245000()/10 S G S S -+= ，经MATLAB 画出BODE 图如下：从上图可以看出，在(1/2)fci 频率处，开环传递函数的斜率由-40dB 变成-20dB ，可以达到较快的动态响应，由于传递函数以-20dB 的斜率穿越0dB

锁相环电路设计

锁相环的原理 2007-01-23 00:24 1．锁相环的基本组成许多电子设备要正常工作，通常需要外部的输入信号与部的振荡信号同步，利用锁相环路就可以实现这个目的。锁相环路是一种反馈控制电路，简称锁相环（PLL）。锁相环的特点是：利用外部输入的参考信号控制环路部振荡信号的频率和相位。因锁相环可以实现输出信号频率对输入信号频率的自动跟踪，所以锁相环通常用于闭环跟踪电路。锁相环在工作的过程中，当输出信号的频率与输入信号的频率相等时，输出电压与输入电压保持固定的相位差值，即输出电压与输入电压的相位被锁住，这就是锁相环名称的由来。锁相环通常由鉴相器（PD）、环路滤波器（LF）和压控振荡器（VCO）三部分组成，锁相环组成的原理框图如图8-4-1所示。锁相环中的鉴相器又称为相位比较器，它的作用是检测输入信号和输出信号的相位差，并将检测出的相位差信号转换成u D（t）电压信号输出，该信号经低通滤波器滤波后形成压控振荡器的控制电压u C（t），对振荡器输出信号的频率实施控制。 2．锁相环的工作原理锁相环中的鉴相器通常由模拟乘法器组成，利用模拟乘法器组成的鉴相器电路如图8-4-2所示。鉴相器的工作原理是：设外界输入的信号电压和压控振荡器输出的信号电压分别为：（8-4-1）（8-4-2）式中的ω0为压控振荡器在输入控制电压为零或为直流电压时的振荡角频率，称为电路的固有振荡角频率。则模拟乘法器的输出电压u D为：用低通滤波器LF将上式中的和频分量滤掉，剩下的差频分量作为压控振荡器的输入控制电压u C （t）。即u C（t）为：（8-4-3）式中的ωi为输入信号的瞬时振荡角频率，θi（t）和θO（t）分别为输入信号和输出信号的瞬时位相，根据相量的关系可得瞬时频率和瞬时位相的关系为：

4-20mA电流环、电压电流转换芯片方案比较

4-20mA电流输出芯片比较 Precision Voltage-to-Current Converter/Transmitter NAME XTR110 XTR111 SUPPLY RANGE to 40V7V to 44V NONLINEARITY%% INPUT0V to +5V, 0V to +10V0 to 12V OUTPUT 0mA to 20mA, 5mA to 25mA Outputs Other Ranges 0mA–20mA, 4mA–20mA, 5mA–25mA AND VOLTAGE OUTPUTS Output Current Equation I O = 10 [(Vref In/16) + (VIN1/4) + (VIN2/2)] /RSPAN I O = 10 × Vvin/Rset PROBABLE PRICE 90元10元

XTR110应用电路 XTR111内部没有提供将0V输入转换成4mA输出的电路，最常用的方法是采用两个电阻网络连接参考电压和输入信号进行分压输入 XTR111 应用电路

4-20mA CURRENT TRANSMITTER with Sensor Excitation and Linearization NAME XTR105XTR112XTR114 SUPPLY RANGE to 36V PRECISION CURRENT SOURCES INPUT EXCITATION2- OR 3-WIRE RTD OPERATION Output Current Equation IO = VIN (40/RG) + 4mA, VIN in Volts, RG in Input Offset V oltage VCM = 2V PROBABLE PRICE25元50元60元 XTR105/XTR112/XTR114原理图

电流调节器设计举例

双闭环直流调速系统设计举例例题２-1:某晶闸管供电得双闭环直流调速系统,整流装置采用三相桥式电路,基本数据如下：直流电动机： 22０V、1３6A、 14６0r ／mｉｎ, Ｃe=0、１32V﹒miｎ／ｒ,允许过载倍数λ=１、5。晶闸管装置放大系数Ks =40。电枢回路总电阻R＝0、5 时间常数电流反馈系数β＝0、062V／Ａ（β≈１0Ｖ/1.5I N) 试按工程方法设计电流调节器,设计要求如下要求稳态指标:电流无静差; 动态指标:电流超调量<5%。双闭环直流调速系统结构图如下

双闭环直流调速系统电流环得设计 1.确定时间常数 (1)整流装置滞后时间常数Ｔs 。 -I dL U d0 U n + - - + - U i ACR 1/R T l s+1 R T m s U *i U c K s T s s+1 I d 1 C e + E β T 0i s+1 1 T 0i s+1 ASR 1 T 0n s+1 α T 0n s+1 U *n n

三相桥式电路得平均失控时间Ｔｓ=0、0０17s。（2)电流滤波时间常数三相桥式电路每个波头得时间就是3.33ms,为了基本滤平波头,应有(l~2)＝３.33ｍs, 因此取=2ms＝0、002s。 (3)电流环小时间常数;按小时间常数近似处理，取＝0、0037s。 2．选择电流调节器结构根据设计要求：5%,而且因此可按典型１型系统设计。电流调节器选用PI型,其传递函数为 3.选择电流调节器参数 AＣR超前时间常数：== 0、03ｓ。电流环开环增益:要求５％时，应取

=0、5因此于就是,ACR得比例系数为 4.校验近似条件电流环截止频率s-1 （1）晶闸管装置传递函数近似条件 ﹤ 现在 = s－1> 满足近似条件（2)忽略反电动势对电流环影响得条件:; 现在, = 满足近似条件。 (3)小时间常数近似处理条件: =

锁相环电路

手机射频部分的关键电路----锁相环电路锁相坏电路是一种用来消除频率误差为目的反馈控制电路，目前市场销售的手机基本上都是采用这种电路来控制射频电路中的压控振荡器。使其输出准确稳定的振荡频率。如锁相坏(PLL)电路出现故障将导致本振的频率输出不准确，则导致手机无信号。目前通信终端设备中对频率的稳定采用的是频率合成CSYN技术。频率合成的基本方法有三种：第一种直接频率合成；第二种锁相频率合成(PLL)；第三种直接数字频率合成(DDS)。由于锁相频率合成技术在电路设计方面(简单)，成本方面控制灵敏度方面，频谱纯净度方面等。都要胜于直接频率合成，与直接数字频率合成。所以被移动通信终端设备广范采用。它在手机电路中的作用是控制压控振荡器输出的频率，相位与基准信号的频率，相位保持同步。锁相坏电路的构成与工作原理： 1、构成：它是由鉴相器(PD)低通滤波器(LPF) 压控振荡器(VCO)三部分组成。鉴相器：它是一个相位比较器。基准频率信号和压控振荡器输出的取样频率在其内部进行相位比较，输出误差电压。低通滤波器：是将鉴相器输出的锁相电压进行滤波，滤除电流中的干扰和高频成分。得到一个纯净的直流控制电压。压控振荡器：产生手机所要的某一高频频率。（注：SYNEN、SYNCLK、SYNDATA来自CPU控制分频器，对本振信号进行N次分频）。当VCO产生手机所须的某一高频频率。一路去混频管，另一路反馈给锁相环，中的分频器进行N次分频。在这里为什么要进行N次分频呢？首先要说明一下基准频率与VCO振荡取样频率在鉴相要满足3个条件。 ①频率相同。②幅度相同。③相位不同。为了满足鉴相条件，所以在电路中设置了分频器。VCO振荡频率取样信号送入分频器完成N次分频后，得到一个与基准频率相位不同，但频率

双闭环直流调速系统调节器设计教材

课程设计任务书信息工程与自动化学院学院自动化专业10 年级学生姓名：_11 _______ 课程设计题目：______ 双闭环直流调速系统调节器设计_________ 课程设计主要内容：根据要求完成调节器的计算与工程设计，实现1、稳态：无静差；2、动态指标：电流超调<5%;转速超调<10%;、振荡次数N<2次。并绘制相关电路原理图。电机参数及指标要求：设计一个双闭环直流电动机调速系统，整流装置采用三相桥式电路，电动机参数：U N=220V, P N=500Kw,l dN=760A,n N=375r/min,Ce=1.82V.min/r, 过载倍数入=1.5，整流装置放大系数Ks= 75,电枢回路总电阻R= 0.14 欧，时间常数TI=0.031s,Tm=0.112s,电流反馈滤波时间常数Toi=0.002s, 转速反馈滤波时间常数Ton二0.02s，要求实现稳态无静差，电流超调量。 i %< 5%,空载起动到额定转速时的转速超调量（T n%w 10%,取转速调节器和电流调节器的饱和值为12V,输出限幅值为10V,额定转速时转速给定 Un*10V。设计指导教师（签字）：张寿明

教学基层组织负责人（签字）：__________________________ 2013年12月10日摘要：双闭环直流调速控制系统有较好性能，因而得到广泛应用。在实际应用中，选定电动机后，其参数是不可变的，只能通过改变双闭环直流调速系统内环电流调节器和外环的转速调节器的参数来提高整个系统的性能。建立系统的数学模型，分别按二阶最佳和三阶最佳设计方案，采用PI 控制算法，对电流调节器和转速调节器进行设计，对所建立的模型在Matlab6 ．5的环境下进行仿真，试验证明此设计是可行的。: 关键字: 双闭环；直流调速系统；调节器注：本系统设计由课本P95习题及运控大作业提供数据及初步模型

运算放大器的保护环设计

关于运放保护环在弱信号放大的情况下，尤其是对弱电流放大的情况下，有可能需要在运放的输入端加一个保护环（guard ring，或称屏蔽环)，目的是抑制漏电流对运放输入端造成影响。先说漏电流的形成。所谓漏电流，也是电流，它的形成也不外乎电压和电阻，这里的电压是比较复杂，包括运放供电的电压，也包括信号的电压和外界干扰的电压。这里的电阻是漏电阻，是指两个网络节点在理想情况下应该是无穷大的实际电阻，漏电阻可能在几百兆或上百G欧姆范围。影响漏电阻的因素有PCB的材料、劣质的PCB走线层及PCB的污染，PCB 的污染包括电路板表层的油污、空气潮湿、助焊剂和电路板清洗剂等，这些物质的存在会形成漏电流路径。比如说，5V的供电电源处于输入引脚处之间的电压是5V，由于电路板污染的存在，它们之间的漏电阻为100G欧，那么形成的漏电阻就是50pA，这个数值可能比高精度运放的偏置电流大几十倍，这就是为什么要抑制漏电流的原因。对于直流来说，影响可能还能校正过来，但外界的干扰或被测信号的影响来说，那可能是致命的，无法校正的。漏电流的抑制方法。这个方法就是加保护环，保护环的添加有几个注意点及其原因：一是保护环与被保护对象的电位要相等或接近，目的是减小压差，在保护环内电位基本相等，从而减小漏电流，这是针对环内来说的。二是保护环要接到尽量低的阻抗点上，即被低阻抗的源所驱动。这一点是针对环外来说的，如果外界对保护环有漏电流，那么电流通过低阻抗源可以更容易导走，而不至于过多地影响环的电位。如下图所示，它是AD公司推荐的两种接法，前者是反相放大形式的接法，由于同相端接地，它的阻抗是0，所以保护环绕反相端保护，而接到同相端；后者是同相放大形式的接法，同相端的阻抗是很大的，所以相比之下，把保护环保护同相端而接到反相端更好。后面的图是保护环的画法。

锁相环应用电路仿真

高频电子线路实训报告锁相环路仿真设计专业学生姓名学号 2015 年 6 月24日

锁相环应用电路仿真锁相环是一种自动相位控制系统，广泛应用于通信、雷达、导航以及各种测量仪器中。锁相环及其应用电路是“通信电子电路”课程教学中的重点容，但比较抽象，还涉及到新的概念和复杂的数学分析。因此无论是教师授课还是学生理解都比较困难。为此，我们将基于Multisim的锁相环应用仿真电路引入课堂教学和课后实验。实践证明，这些仿真电路可以帮助学生对相关容的理解，并为进行系统设计工作打下良好的基础。锁相环的应用电路很多，这里介绍锁相环调频、鉴频及锁相接收机的Multisim仿真电路。 1.锁相环的仿真模型首先在Multisim软件中构造锁相环的仿真模型(图1)。基本的锁相环由鉴相器(PD)、环路滤波器(I P)和压控振荡器(VCO)三个部分组成。图中，鉴相器由模拟乘法器A 实现，压控振荡器为V3，环路滤波器由R1、C1构成。环路滤波器的输出通过R2、R3串联分压后加到压控振荡器的输入端，直流电源V2用来调整压控振荡器的中心频率。仿真模型中，增加R2、R3及的目的就是为了便于调整压控振荡器的中心频率。图1 锁相环的仿真模型 2.锁相接收机的仿真电路直接调频电路的振荡器中心频率稳定度较低，而采用晶体振荡器的调频电路，其调频围又太窄。采用锁相环的调频器可以解决这个矛盾。其结构原理如图2所示。

图2 锁相环调频电路的原理框图实现锁相调频的条件是调制信号的频谱要处于低通滤波器通带之外，也就是说，锁相环路只对慢变化的频率偏移有响应，使压控振荡器的中心频率锁定在稳定度很高的晶振频率上。而随着输人调制信号的变化，振荡频率可以发生很大偏移。图3 锁相环调频的仿真电路根据图2建立的仿真电路如图3所示。图中，设置压控振荡器V1在控制电压为0时，输出频率为0；控制电压为5V时，输出频率为50kHz。这样，实际上就选定了压控振荡器的中心频率为25kHz，为此设定直流电压V3为2.5V。调制电压V4通过电阻Rs接到VCO的输人端，R实际上是作为调制信号源V4的阻，这样可以保证加到VCO输人端的电压是低通滤波器的输出电压和调制电压之和，从而满足了原理图的要求。本电路中，相加功能也可以通过一个加法器来完成，但电路要变得相对复杂一些。 VCO输出波形和输人调制电压的关系如图4所示。由图可见，输出信号频率随着输人信号的变化而变化，从而实现了调频功能。

电流环设计

（1）确定时间常数 1）整流装置滞后时间常数s T 。按表2-2，三相桥式电路的平均失控时间s T =0.0017s 。 2）电流滤波时间常数oi T 。三相桥式电路每个波头的时间是3.3ms ，为了基本滤平波头，应有（1~2）oi T =3.33ms ，因此取oi T =2ms=0.002s 。 3）电流环小时间常数之和i T ∑。按小时间常数近似出黎，取∑i T =s T +oi T =0.0037s 。（2）选择电流调节器结构根据设计要求i σ≤5%，并保证稳态电流误差，可按典型Ⅰ型系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI 型电流调节器，其传递函数见式(3-48)。检查对电源电压的抗扰性能：i l T T ∑≈0.0037 0.03≈8.11，参看表3-2的典型Ⅰ型系统动态抗扰性能，各项指标都是可以接受的。（3）计算电流调节器参数电流调节器超前时间常数：s T l 03.0i ==τ。电流环开环增益：要求i σ≤5%是，按表3-1，应取i I T K ∑=0.5，因此 1-i I 135.10.0037 0.5T 0.5K s ≈== ∑ 于是，ACR 的比例系数为 1.5350.044 360.60.03135.1K R K K s i I i ≈???== βτ （4）校验近似条件电流环截止频率：-1I ci 135.1s K ==ω 1）校验晶闸管整流装置传递函数的近似条件 ci ω>≈?=1-1-s 196.1s s 0.0017313T 1 满足近似条件 2）校验忽略反电动势变化对电流环动态影像的条件 ci l m s s T ω<≈??=--1136.9203 .022.013T 13 满足近似条件

传动教材第2章转速电流双闭环直流调速系统和调节器的工程设计方法

第2章转速、电流双闭环直流调速系统和调节器的工程设计方法 2.1 转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性采用PI 调节的单个转速闭环直流调速系统可以在保证系统稳定的前提下实现转速无静差。但是，如果对系统的动态性能要求较高，单闭环系统就难以满足需要，这主要是因为在单闭环系统中不能控制电流和转矩的动态过程。电流截止负反馈环节是专门用来控制电流的，并不能很理想地控制电流的动态波形,图2-1a)。在起动过程中，始终保持电流（转矩）为允许的最大值，使电力拖动系统以最大的加速度起动，到达稳态转速时，立即让电流降下来，使转矩马上与负载相平衡，从而转入稳态运行。这样的理想起动过程波形示于图2-1b 。为了实现在允许条件下的最快起动，关键是要获得一段使电流保持为最大值dm I 的恒流过程。按照反馈控制规律，采用某个物理量的负反馈就可以保持该量基本不变，那么，采用电流负反馈应该能够得到近似的恒流过程。应该在起动过程中只有电流负反馈，没有转速负反馈，达到稳态转速后，又希望只要转速负反馈，不再让电流负反馈发挥作用。 2.1.1 转速、电流双闭环直流调速系统的组成系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，如图2-2所示。把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE 。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。这就形成了转速、电流双闭环调速系统。转速和电流两个调节器一般都采用PI 调节器，图2-3。两个调节器的输出都是带限幅 + TG n ASR ACR U *n + - U n U i U * i + - U c TA M + - U d I d UPE - M T 图2-2 转速、电流双闭环直流调速系统结构 ASR —转速调节器 ACR —电流调节器 TG —测速发电机 TA —电流互感器 UPE —电力电子变换器内外 n i

PLL(锁相环)电路原理及设计 [收藏]

PLL(锁相环)电路原理及设计[收藏] PLL(锁相环)电路原理及设计在通信机等所使用的振荡电路，其所要求的频率范围要广，且频率的稳定度要高。无论多好的LC振荡电路，其频率的稳定度，都无法与晶体振荡电路比较。但是，晶体振荡器除了可以使用数字电路分频以外，其频率几乎无法改变。如果采用PLL(锁相环)(相位锁栓回路，PhaseLockedLoop)技术，除了可以得到较广的振荡频率范围以外，其频率的稳定度也很高。此一技术常使用于收音机，电视机的调谐电路上，以及CD唱盘上的电路。一PLL(锁相环)电路的基本构成 PLL(锁相环)电路的概要图1所示的为PLL(锁相环)电路的基本方块图。此所使用的基准信号为稳定度很高的晶体振荡电路信号。此一电路的中心为相位此较器。相位比较器可以将基准信号与VCO (Voltage Controlled Oscillator……电压控制振荡器)的相位比较。如果此两个信号之间有相位差存在时，便会产生相位误差信号输出。 (将VCO的振荡频率与基准频率比较，利用反馈电路的控制，使两者的频率为一致。) 利用此一误差信号，可以控制VCO的振荡频率，使VCO的相位与基准信号的相位(也即是频率)成为一致。 PLL(锁相环)可以使高频率振荡器的频率与基准频率的整数倍的频率相一致。由于，基准振荡器大多为使用晶体振荡器，因此，高频率振荡器的频率稳定度可以与晶体振荡器相比美。只要是基准频率的整数倍，便可以得到各种频率的输出。从图1的PLL(锁相环)基本构成中，可以知道其是由VCO，相位比较器，基准频率振荡器，回路滤波器所构成。在此，假设基准振荡器的频率为fr，VCO的频率为fo。在此一电路中，假设frgt;fo时，也即是VC0的振荡频率fo比fr低时。此时的相位比较器的输出PD 会如图2所示，产生正脉波信号，使VCO的振荡器频率提高。相反地，如果frlt;fo时，会产生负脉波信号。

4-20mA电流环、电压电流转换芯片方案比较

4-20mA电流输出芯片比较（1）TI公司4-20mA电流输出芯片比较 Precision Voltage-to-Current Converter/Transmitter NAME XTR110 XTR111 SUPPLY RANGE13.5V to 40V7V to 44V NONLINEARITY0.005%0.002% INPUT 0V to +5V, 0V to +10V 0 to 12V OUTPUT 0mA to 20mA, 5mA to 25mA Outputs Other Ranges 0mA–20mA, 4mA–20mA, 5mA–25mA AND VOLTAGE OUTPUTS Output Current Equation I O = 10 [(Vref In/16) + (VIN1/4) + (VIN2/2)] /RSPAN I O = 10 × Vvin/Rset PROBABLE PRICE 90元10元

Fig.1 XTR110应用电路 XTR111部没有提供将0V输入转换成4mA输出的电路，最常用的方法是采用两个电阻网络连接参考电压和输入信号进行分压输入 Fig.2 XTR111 应用电路

4-20mA CURRENT TRANSMITTER with Sensor Excitation and Linearization NAME XTR105 XTR112 XTR114 SUPPLY RANGE7.5V to 36V PRECISION CURRENT SOURCES0.8mA 0.25mA 0.1mA INPUT EXCITATION 2- OR 3-WIRE RTD OPERATION IO = VIN ? (40/RG) + 4mA, VIN in Volts, RG in Output Current Equation ? Input Offset Voltage VCM = 2V PROBABLE PRICE 25元50元60元 Fig.3XTR105/XTR112/XTR114原理图

PMSM电流环速度环位置环设计与实现中的心得体会

一：电流环参数的调节 1：PMSM传动控制系统中，电机运行速度范围很宽，电流频率范围从零到上百赫兹，要在这么宽的频率范围内准确地检测电机电流，常选用霍尔元件实现电机电流的检测。霍尔检测方法优点：动态响应好，信号传输线性及频带范围宽等优点。为保证电机对称运行，电流三相各反馈信道的反馈系数必须相等，这就要精心选择调理电路组件，仔细调整反馈回路参数。信号调理电路使用模拟放大器时，放大器的零漂是影响电机低速运行性能的主要因素，要仔细调整放大器，将零点漂移控制在10mv以内。 2：PMSM调速系统需要电机有很宽的调速范围，达到10^4：1以上，要在这么宽的速度范围内检测出电机的速度，以实现调速系统的控制确实是个很重要的问题。尽管T法在低速时有很好的测速精度，但研究调速系统控制的论文极少见使用(T或M/T)法测速的，基本上都是采用M法测速。实际上，当电机处于极低转速时，电机能否稳定运行不仅仅取决于位置传感器及其所送来的脉冲信号，还有速度调节器的作用，以及电流环与电机转子惯性环节的影响，所以，M法仍可用于低速范围内电机速度的检测与反馈。 3：电流调节器参数对电流环的动态响应具有决定性影响。电流调节器比例系数越大，电流阶跃跟踪响应速度越快，响应的超调越大，振荡次数越多。电流调节器的积分系数越大，电流阶跃跟踪响应的稳态误差越小，但太大会引起电流环振荡。 PMSM调速控制系统的电流环控制对象为PWM逆变器、电机电枢绕组、电流检测环节组成。在实际系统运行过程中，电流环的相应受电机反电势的影响，电流环动态响应不好，为提高永磁同步电机调速系统电流环动态响应性能，抑制反电动势对电流环的影响，在实际系统电流调节器制作时，比例和积分系数均做了调整，增大比例系数，减小积分时间常数。电流环响应若不加微分负反馈环节，电流环动态响应将会出现振荡与超调。然而实际应用中，通常不加微分反馈环节，因为微分极易引起系统的振荡。而且按照电流环I型系统的校正原则，采用PI控制才能实现电流环系统的稳定性和高动态响应。二、速度环参数的调节采用II型系统设计的速度环，实际应用中，在速度阶跃过程中，速度调节器会出现饱和，系统的实际运行情况和设计时所采用的线性对象具有很大的差别，调节器设计时的初始条件和实际系统退饱和后调节器参与调节时的初始条件有很大差别。因此按照II型系统设计的速度环需要作很大的调整才能满足实际系统的需要。但该设计方法关于调节器的形式选择仍然适用。从自动控制原理可知，调速控制系统的速度超调是使用PI调节器并要求有快速响应的必然结果，原因是速度调节器要退出饱和，参与调解。随着速度调节器输出限幅的增加，速度响应加快，到达指定速度时的振荡程度增加。输出限幅数值决定电机在动态过程中加速力矩的大小，影响电机在加减速过程中的加速度，影响调速系统的速度响应过程。输出限幅值要合理设置，应该充分利用电机的过载能力，以提高调速控制系统的速度响应性能。同时，在调速控制系统中可设置速度微分负反馈（肖老师建议速度环一般不要加前馈），可以

双环反馈控制的SPWM逆变电源中电流环的设计(精)

双环反馈控制的 SPWM 逆变电源中电流环的设计陈元娣,朱忠尼,林洁 (空军雷达学院电子对抗系, 武汉 430019 摘要:针对目前电流环的设计方法不明确的问题, 通过建立 DC/AC系统的动态模型并对该模型进行理论上的推导和分析得出了电流环的设计方法. 该方法在系统参数不完全明确的情况下, 电流内环尽量采取 PI 调节器, 将使系统的稳定性更好, 参数调整比较方便, 能满足一定的带宽和动态特性. 通过仿真实验验证了理论推导的正确性. 关键词:逆变器 ; 双环反馈 ; 电流环中图分类号:TM464 文献标识码:A 近年来, SPWM 正弦波逆变器的反馈控制技术发生 2个较大变化, ①单环控制变为多环控制, ②有效值恒定反馈变为“瞬时” 值反馈, 目的是为了提高系统的动态响应速度和改善并控制在任意负载, 特别是非线性负载下的输出波形 . 对于双环系统, 一般采取电压外环, 电流内环的设计. 电压环的作用是跟踪和稳定输出电压,它的设计大多采取 PI 调节器模式. 电流环的作用是使逆变器的动态响应加快, 负载适应能力加强, 并具有输出电流限制能力, 可提高系统的可靠性, 因此, 电流环的设计是双环反馈控制的关键技术之一.对于电流环的设计, 常见有 P 和 PI 2种设计方法 , 在实际应用中到底选哪种方法合适,目前还没有成熟的结论. 本文通过建立 DC/AC系统的动态模型, 对该模型进行理论上的简化和特性分析.理论分析表

明:在系统参数不完全明确的情况下, 电流内环尽量采取 PI 调节器; 当系统参数基本明确或系统的惯性较小 (如大功率逆变器情况下, 可以考虑采取 P 调节器, 可以降低系统的调节难度, 提高系统的响应速度.通过对实际系统的仿真验证了本文结论的正确性. 1系统动态模型的简化设计原则图 1是 SPWM 正弦波逆变器的功率电路原理框图. 图 2是其等效模型, 图中 T 1=L /r 为滤波器电感的时间常数, r 为滤波电感直流电阻, T 为电压检测电路的延迟时间常数, LT 为电流环, SPWM 控制器加逆变器的等效模型为 G 1= K PWM U ab s Ls +r s s

基于SVPWM电机控制系统中电流环的设计

基于SVPWM电机控制系统中电流环的设计摘要：介绍了SVPWM机理，设计了伺服电机的电流环控制的软硬件方案，对电流环伺服控制策略进行了研究，分析了电流采样原理，并对电机驱动中逆变器的死区补偿问题做了一些探讨，最后详细介绍了电流环中断的软件实现方法。关键词：空间矢量脉宽调制; 逆变器; 死区补偿 Design of Current Loop for Motors Control System Based on SVPWM SUN Jie , LUAN Zhong-quan Abstract : Introduce the SVPWM, design the software and hardware sche me of current loop in servo motor, study the control strategy, analyze the cu rrent sampling, and do some research to keep the force ripple of load moto r and compensate death-time in motor inverter. At last, the software realizati on plan about current loop interruption was focused on. Key words : space vector pulse width modulation （SVPWM） ; inverter ; d ead-time compensation 0 引言近十几年来，DSP控制器广泛应用于电机控制中。TI公司的TMS320F2 812 DSP具有更完备的外围控制接口和更丰富的电机控制外设电路。它的事件管理器（EV）含有硬件SVPWM产生电路。产生SVPWM具有硬件结构简单, 控制精度高, 实时性强, 软件编程容易等优点。电机控制策略主要采用三闭环控制，位置环、速度环和电流环。他们的主要的作用是使误差越来越少,使控制精度更高更准确更迅速并实现自动控制。其中电流控制环是一个内环, SV PWM控制算法的实现主要集中在电流环上。在一个电流环周期内需完成反馈电流的采样、电压死区补偿和输出电压等运算。它的性能指标好坏, 特别是动态特性, 将全面影响速度环和位置环, 从而影响整个伺服系统。 1 SVPWM与电机的电流环控制在电机变频调速中，脉宽调制技术已经得到了广泛的应用。而空间矢量脉宽调制（SVPWM）方法与经典的脉宽调制方法相比，具有直流电压利用率高、控制简单、损耗较小、便于数字化方案实现等优点，广泛应用在电机控制中。 1.1 SVPWM机理空间矢量PWM 指的是三相功率逆变器中的六个功率管的一种特殊的开关方式。空间矢量PWM 方法的实质就是利用六个功率管的八种开关组合方式给出电机的供电电压向量。通过α -β坐标变换,把8种状态组合对应的相电压映射到α-β坐标平面,即将（ a, b, c） 3个向量垂直映射到一个二维坐标（α-β坐标） , 这样就可以得到6个非零向量和2个零向量. 6个非零向量构成一个六边形, 相邻向量之间的夹角为60°, 2个零向量处于原点,如图1所示.

电流环调节器设计过程

电流环PID 调节器设计大致流程以下设计过程主要参考文献[1]，首先给出永磁同步电机参数表如下：电机的反电势会使电流输出与给定存在偏差，但低速时反电势较小，可通过调节器的控制消除，因此设计时可忽略不计。电流环传函结构图如图1所示，其中，v K 是逆变器电压放大倍数，表示逆变器直流侧电压与三角载波电压幅值之比，v τ是逆变器时间常数，与开关频率有关，s R 是电枢绕组电阻，q L 是交轴电感，β 是反馈系数， oi T 是反馈滤波时间常数，ACR G 是电流调节器传递函数。图1 未加校正时的电流环开环传函如下: (1)()(1)v iob v q s oi K G S L S R T S βτ= +++ （1）式中: v τ、oi T 是小时间常数，因此可将控制对象等效: ()[()1] v iob q s v oi K G L S R T S βτ=+++ （2）电流调节器可选用 PI 调节器进行设计: 1p i ACR i K K S G K S += （3）用 PI 调节器的零点来抵消控制对象的大时间常数极点，如下: 11q p i s L K K S S R += + （4）得到电流环的开环传递函数: [()1]*v ik i oi v s K G K S T S R βτ=++ （5）系统要求电流环具有较快的响应速度，同时超调又不可过大，因此令: ()0.5v oi v i s K T K R βτ+= （6）

设定逆变器开关频率为f=18kHz ，于是逆变器时间常数155.6v us f τ==，将15.5dc v s U K U ==、0.6β=、 0.11ms oi T =和表1的电机参数代入到式（4）、式（6）中，得 6.5p K =，0.0022i K =。加入 PI 调节器之前的系统开环幅相频率特性曲线如图2 所示，系统明显不稳定; 加入 PI 调节器后得到的系统开环的幅相频率特性曲线如图 3 所示，可见所设计的电流环是稳定的，且有 45°左右的相角裕度。图2 原系统幅相频率特性曲线图3 补偿后电流环幅相频率特性曲线参考文献： [1]刘军，敖然，韩海云，秦海鹏，朱德明．永磁同步电动机伺服系统电流环优化设计［J ］．微特电机，2012，40（6）:17-20． [2]熊小娟，韩亚荣，邱鑫．永磁同步电机伺服系统电流环设计及性能分析［J ］．科技传播，2010，5（上）:62-63． [3]陈荣，邓智泉，严仰光．永磁同步服系统电流环的设计［J ］．南京航空航天大学学报，2004，36（2）:220-225．

XTR115电流环电路原理及应用

XTR115电流环电路原理及应用在各种数据采集与监控中通常用一个仪表放大器来完成信号的调理，但是工业现场进行长线传输时，往往会产生以下问题：1)由于传输的信号是电压信号，传输线会受到噪声的干扰；2)传输线的分布电阻会产生电压降；3)现场无法提供仪表放大器的工作电压。为了解决上述问题并避开相关噪声的影响，通常用电流来传输信号，这是因为电流对噪声并不敏感。4～20 mA的电流环便是用4 mA表示零信号，用20 mA表示信号的满刻度，而将低于4 mA 和高于20 mA的信号用作各种故障的报警。电流环电路，根据转换原理的不同可划分成以下两种类型：一种是电压／电流转换器，亦称电流环发生器，它能将输入电压转换成4～20 mA的电流信号(典型产品有1B21，1B22，AD693，AD694，XTR115和XTR116)；另一种属于电流／电压转换器，也叫电流环接收器(典型产品为RCV420)，上述产品可满足不同用户的需要。电流环电路，根据器件位置的不同又可划分成以下两种类型：两线制和三线制。当监控系统需要通过长线驱动现场的驱动器件(如阀门等)时，一般采用三线制变送器，这里，电流环器件位于监控的系统端，由系统直接向电流环器件供电，供电电源是二根电流传输线以外的第三根线。两线系统是电流环器件和传感器位于现场端，由于现场供电问题的存在，一般是接收端利用4～20 mA的电流环向远端的电流环器件供电，通过4～20 mA来反映信号的大小。 XTR系列是美国BB(BURR-BROWN)公司生产的精密电流变送器，该公司现已并入美国Texas Instruments公司。该系列产品包括XTR101，XTR10 5，XTR106，XTR110，XTR115和XTR116共6种型号。其特点是能完成电压／电流(或电流／电流)转换，适配各种传感器构成测试系统、工业过程控制系统、电子秤重仪等。其中，XTR115和XTR116能够满足工业测量标准的两线4～20 mA电流环电路，该电路设计巧妙、使用方便、超低静态电流，非常适合于变送器等典型工业测量应用之中。本文针对两线的XTR115电流环电路的工作原理和典型应用展开详细讨论，可为4～20 mA电流环电路的使用提供有益参考。1 XTR115的性能特点 XTR115具有如下性能特点： 1)XTR115属于二线制电流变送器，内部的2．5 V基准电压可作为传感器的激励源。XTR115可将传感器产生的40～200μA弱电流信号放大100倍，获得4～20 mA的标准输出。当环路电流接近32 mA时能自动限流。如果在3脚与5脚之间并联一只电阻，就可以改变限流值。 2)芯片中增加了+5 V精密稳压器，其输出电压精度为±0．05％，电压温度系数仅为20x10-6／℃，可给外部电路(例如前置放大器)单独供电，从而简化了外部电源的设计。 3)精度高，非线性误差小。转换精度可达±0．05％，非线性误差仅为±0．003％。 4)环路电源电压的允许范围宽为7．5～36 V。XTR115由环路电源供电。工作温度范围是-40～+85℃。 5)专门设计了功率管接口，适配外部NPN型功率晶体管，它与内部输出晶体管并联后可降低芯片的功耗。2 XTR115的工作原理 XTR115和XTR116用SO-8小型化封装，其结构组成及原理图，XTR115和XTR116内部电路主要由3部分组成。第一部分是电流环电路的核心部分，它是由内部的运算放器A1、电阻RIN、R1、R2、Rlim 和外接晶体三极管T1组成。第二部分是电源调整电路，它提供传感器部分的外围电路工作电源和参考电压。第三部分是由电阻Ra、Rb、Rlim和晶体三极管TO组成保护电路，以防止输出电流过大或上电过程中的过冲脉冲损坏芯片。为了叙述方便，摘出电流环电路部分。图2电路中，信号电压施加在VIN和VG之间，VG相当于传感器部分的参考点。根据运算放大器的基本原理，运算放大器的两个输入端电压基本相等，流入运算放大器输入端的电流基本为零。可知：此时的I0只是信号变化部分的电流，它的变化范围是0～16 mA，对应到I3是0～160μA，可以根据这一电流和输入信号的电压幅度决定输入电阻RIN；要