正弦波逆变器逆变主电路介绍.
逆变器
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六、三相逆变器
1. 系统结构图
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六、三相逆变器
2. 控制框图
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六、三相逆变器
2. 控制框图
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六、三相逆变器
3. 门极驱动
浮动栅极驱动电源法
自 举 法
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六、三相逆变器
3. 门极驱动
基本特点 工作电源电压范围：3～20V。 最大正向驱动电流250mA，反向峰值驱动电流500mA。 内部设有过流、过压、欠压、逻辑识别保护 故障能自行封锁脉冲，并输出故障指示信号 采用自举提供高端驱动电压。 上下桥臂间设有2μ s左右的死区
五、高压变频器
采用复合结构
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3.3 感应加热电源
一、感应加热原理
负载相当于一个副边短接的变压器
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3.3 感应加热电源
一、原理
负载相当于一个副边短接的变压器
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3.3 感应加热电源
一、原理
负载相当于一个副边短接的变压器，可以等效为R、L串 联负载
一般情况下感抗远远大于电阻，负载功率因数很低，要 加电容补偿，提高功率因数
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五、单相逆变器实例
设计逆变器要求： 设计逆变器内容要求：
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五、单相逆变器实例
1、性能指标
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五、单相逆变器实例
2、主电路拓扑
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五、单相逆变器实例
3、控制系统
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五、单相逆变器实例
4、驱动电路（浮动栅极驱动）
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五、单相逆变器实例
4、驱动电路（浮动栅极驱动） 防止寄生振荡
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五、单相逆变器实例
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三、逆变器的直流不平衡问题
直流偏磁危害：使输出电压波形畸变率增加，造成变压器
单片机正弦波逆变器
单片机正弦波逆变器1.引言概述部分的内容可以如下编写：1.1 概述单片机正弦波逆变器是一种通过单片机控制实现将直流电源转换为交流正弦波电源的设备。
正弦波逆变器广泛应用于许多领域，如电力电子、太阳能发电系统、电动车辆等，其主要作用是为交流设备提供稳定可靠的电源。
传统的逆变器通常采用模拟电路实现，但其成本较高、设计复杂且效率相对较低。
而单片机正弦波逆变器则利用了单片机的高度集成、可编程性和精确控制的特点，能够更加灵活、高效地实现电力转换功能。
本文将对单片机正弦波逆变器的原理和设计要点进行详细探讨。
首先，我们将介绍单片机正弦波逆变器的原理，包括PWM调制技术、H桥逆变电路等；然后，我们将重点介绍单片机正弦波逆变器的设计要点，包括电源选择、滤波电路设计、保护电路设计等。
通过本文的学习，读者将能够了解单片机正弦波逆变器的工作原理，并学会如何设计和实现一个高效稳定的单片机正弦波逆变器。
最后，我们将对该技术的发展前景进行展望，指出未来单片机正弦波逆变器在能源转换领域的潜力和应用前景。
接下来，我们将详细介绍单片机正弦波逆变器的原理。
1.2 文章结构文章结构部分的内容可以包括以下内容：文章结构部分主要介绍了整篇文章的组织和框架，以便读者更好地理解文章的内容和脉络。
本文分为引言、正文和结论三个部分。
具体的结构如下：1. 引言部分：该部分主要对文章的背景和重要性进行介绍，并提出文章的目的和意义。
同时，还简要概述了单片机正弦波逆变器的原理和设计要点。
2. 正文部分：该部分是文章的主体部分，包括了单片机正弦波逆变器的原理和设计要点两个篇章。
2.1 单片机正弦波逆变器的原理：该部分详细介绍了单片机正弦波逆变器的基本原理和工作原理。
包括了逆变器的基本概念、正弦波逆变器的特点，以及单片机在正弦波逆变器中的作用。
2.2 单片机正弦波逆变器的设计要点：该部分主要阐述了设计单片机正弦波逆变器时需要注意的关键要点。
包括了电路设计、信号处理和控制策略等方面的内容。
用BC5016BC6016 构成的纯正弦波逆变
产品应用笔记:用BC5016/BC6016构成的纯正弦波逆变器Rev：5060A0601一．逆变器简述在很多场合，正弦波逆变器的作用是肯定的，如野外作业、车载电源、太阳能和风力发电、停电应急等。
虽然，相当部分的交流负载可改由方波逆变器供给电源，例如电阻性的白炽灯泡。
但是，对于电感性负载（如交流电机），方波逆变器就显得有点力不从心。
究其原因，由于方波的高次谐波成分非常丰富，使它的波形前沿和后沿比较陡峭，正向峰值到负向峰值几乎在同时产生，而电感性负载存在静止惯性而使磁化速度跟不上方波到达峰值的速度，这样，对负载和逆变器本身造成剧烈的不稳定影响。
由于方波逆变器与正弦波逆变器均输出真有效值相等的电压，但它们的峰值电压却相差甚远，对于某些电容性负载（如开关电源、电子节能灯），均是先将正弦交流电压有效值整流滤波后，得到1.414U的峰值电压，再供给后续电路使用，而方波交流电压的有效值在整流滤波后，得到的峰值仍为其有效值。
如220V的正弦交流电压值整流滤波后得到311.08V的峰值电压，而220V的方波交流电压整流滤波后仍为220V。
一支普通的节能灯在220V的方波交流电压下燃点其功率约等于在155.6V 的正弦交流电压下燃点的功率。
同时，方波逆变器的负载能力差，仅为额定负载的40－60％，如所带的负载过大，方波电流中包含的高次谐波成分将使流入负载中的容性电流增大，严重时会损坏负载的电源滤波电容。
针对上述缺点，近年来出现了准正弦波（或称改良方波、修正正弦波、模拟正弦波等等）逆变器，其输出波形从正向最大值到负向最大值之间有一个时间间隔，使用效果有所改善，但准正弦波的波形仍然是由折线组成，属于方波范畴，连续性不好。
纯正弦波逆变器的兼容性是最好的，因为正弦波逆变器输出的是同我们日常使用的电网一样的正弦波交流电，多数的负载均按照其特性而设计的。
实现正弦波逆变可通过两种方法：一种是先调制后升压，另一种是先升压后调制。
图1和图2显示了这两种电路拓扑。
图解光伏逆变器电路图原理
图解光伏逆变器电路图原理光伏逆变器电路图及原理简介据了解，随着国内光伏市场的启动，光伏并网标准也日渐苛刻，新的光伏并网标准对发电站和光伏逆变器的要求都有大幅提高。
今天我们就来了解一下，光伏逆变器的电路图及原理简介。
逆变器是一种把直流电能(电池、蓄电池)转变成交流电(一般为220伏50HZ正弦波或方波)的装置。
我们常见的应急电源，一般都是把直流电瓶逆变成220V交流的。
简单来讲，逆变器就是一种将直流电转化为交流电的装置。
不管是在偏远山村，或是野外需要或是停电应急，逆变器都是一个非常不错的选择。
比较常见的是机房会用到的UPS电源，在突然停电时，UPS可将蓄电池里德直流电逆变成交流供计算机使用，从而防止因突然断电而导致的数据丢失问题。
能够不间断地提供电源，具有一定的安全可靠性、稳定性。
逆变器还可以与发电机配套使用，能有效地节约燃料、减少噪音，在风能、太阳能领域，逆变器更是必不可少。
小型逆变器还可利用汽车、轮船、便携供电设备在野外提供交流电源。
本文将介绍两种比较简单的逆变器原理图。
性能优良的家用逆变电源电路图这种设计，材料易取，输出功率150W，本电路设计频率为300HZ左右，目的是缩小逆变变压器的体积、重量、输出波形方波。
这款逆变电源可以用在停电时家庭照明，电子镇流器的日光灯，开关电源的家用电器等其他方面。
这款逆变器较为容易制作，可以将12V 直流电源电压逆变为220V市电电压，电路由BG2和BG3组成的多谐振荡器推动，再通过BG1和BG2驱动，来控制BG6和BG7工作。
其中振荡电路由BG5与DW组的稳压电源供电，这样可以使输出频率比较稳定。
在制作时，变压器可选有常用双12V输出的市电变压器。
可根据需要，选择适当的12V蓄电池容量。
高效率的正弦波逆变器电器图该电路用12V电池供电。
先用一片倍压模块倍压为运放供电。
可选取ICL7660或MAX1044。
运放1产生50Hz正弦波作为基准信号。
运放2作为反相器。
基于EG8010-SPWM纯正弦波逆变器设计
基于EG8010-SPWM纯正弦波逆变器设计摘要：为满足风力发电系统对纯正弦波逆变器的要求，设计了一种以EG8010-SPWM为核心的逆变器。
主电路采用升压斩波电路和单相全桥逆变电路，降低了噪声，提高了效率。
控制电路采用EG8010-SPWM纯正弦波逆变发生器芯片，简单可靠、易于调试。
实验表明该逆变器输出电源稳定、安全、波形失真小，具有很好的应用前景。
引言普通逆变器一般包括方波逆变器和修正正弦波逆变，它们输出的电能谐波含量大、带负载能力差。
本文介绍一种基于EG8010的户用风力发电系统纯正弦波逆变器的设计。
逆变器的额定功率为300W，额定的输入电压为直流24V，输出为单向标准纯正弦电压220V±5%，频率范围50Hz±0.5%，具有过热、过载保护和输出过压保护。
系统整体方案设计户用风力发电系统纯正弦波逆变器主要由DC/DC转换电路、DC/AC逆变电路、输出电路、控制电路、驱动电路、辅助电源等构成，同时系统中还要对输出的电流和系统的温度进行反馈，监控过压、过流、欠压和过温情况，系统结构框图如图1所示。
工作原理叙述下：24V的直流电源通过DC/DC转换电路调制成所需要的高频直流电压和电流，为后面的逆变提供足够的功率。
利用EG8010-SPWM纯正弦波逆变器控制芯片电路产生的SPWM信号通过驱动电路控制功率器件的导通和关断，配合逆变电路，完成逆变过程，将直流电转化为220V/50Hz纯正弦波交流电。
保护电路实现过压欠压保护、过流和短路保护、过温保护和过载保护等。
辅助电源是将逆变器的输入电压变换成控制电路和驱动电路工作的。
纯正弦波逆变器工作原理
纯正弦波逆变器工作原理纯正弦波逆变器是一种将直流电源转化为交流电源的装置。
其工作原理是通过将直流电源经过逆变器电路转化为高频交流信号，再经过滤波电路得到纯正弦波的交流电源输出。
纯正弦波逆变器主要由输入端、逆变电路和输出端三部分组成。
输入端通常接直流电源，例如电池组或直流电源供应器。
逆变电路是纯正弦波逆变器的核心部分，它将直流电源转换为交流电源。
输出端用来连接负载，将转换后的交流电源供给负载使用。
在纯正弦波逆变器中，逆变电路采用了高频开关技术。
具体来说，逆变电路由高频开关器件（如MOSFET、IGBT等）和控制电路组成。
控制电路通过对开关器件的控制，使其按照一定的频率开关，从而实现直流电源到交流电源的转换。
开关器件的开关频率通常在几千赫兹到几十千赫兹之间，这样可以得到较高质量的交流输出波形。
为了得到纯正弦波的交流输出，纯正弦波逆变器中通常还需要加入滤波电路。
滤波电路主要由电感和电容构成，通过对逆变电路输出的高频脉冲进行滤波，去除其中的高频成分，使输出波形逼近于纯正弦波。
滤波电路的设计和参数选择对输出波形的质量影响较大，需要根据具体应用需求进行合理设计。
在纯正弦波逆变器中，除了逆变电路和滤波电路外，还需要考虑保护电路的设计。
保护电路可以对逆变电路和负载进行监测和保护，以确保逆变器和负载的安全运行。
常见的保护功能包括过载保护、短路保护、过压保护、低压保护等。
纯正弦波逆变器具有输出波形质量高、适用范围广的特点。
其输出波形接近于理想的正弦波，可以满足对交流电源质量要求较高的应用场合。
逆变器输出电压和频率可以根据需要进行调节，适用于各种负载类型，如家用电器、工业设备、电力系统等。
纯正弦波逆变器在电力系统中有着广泛的应用。
它可以将电池组等直流电源转换为稳定的交流电源，用于应急电源、太阳能发电系统、风能发电系统等。
同时，纯正弦波逆变器还可以作为无线电通信设备、仪器仪表等精密电子设备的电源，保证其正常工作。
纯正弦波逆变器通过逆变电路将直流电源转换为高频交流信号，再经过滤波电路得到纯正弦波的交流电源输出。
纯正弦波逆变器原理
ELECTRONIC GIANT EGS001 用户手册纯正弦波逆变器驱动板EG8010 芯片测试板旺旺 ：ｑｑ４５３０４６８３６ 电话：１５８２５２４１００６ ＱＱ：４５３０４６８３６ 答案６６６EGS001正弦波逆变器驱动板用户手册V1.2版本更新：V1.1：针脚定义中，将1HO、1LO和VS1的定义更改为右桥臂，将2HO、2LO和VS2的定义更改为左桥臂。
V1.2：更新原理图中短路保护电路。
1. 描述EGS001是一款专门用于单相纯正弦波逆变器的驱动板。
采用单相纯正弦波逆变器专用芯片EG8010为控制芯片，驱动芯片采用IR2110S。
驱动板上集成了电压、电流、温度保护功能，LED告警显示功能及风扇控制功能，并可通过跳线设置50/60Hz输出，软启动功能及死区大小。
EG8010是一款数字化的、功能很完善的自带死区控制的纯正弦波逆变发生器芯片，应用于DC-DC-AC两级功率变换架构或DC-AC单级工频变压器升压变换架构，外接12MHz晶体振荡器，能实现高精度、失真和谐波都很小的纯正弦波50Hz或60Hz逆变器专用芯片。
该芯片采用CMOS工艺，内部集成SPWM正弦发生器、死区时间控制电路、幅度因子乘法器、软启动电路、保护电路、RS232串行通讯接口和12832串行液晶驱动模块等功能。
2. 电路原理图EGS001驱动板原理图220V输出220V输出图2‐1. EGS001纯正弦波逆变器驱动板电路原理图3. 针脚及跳线3.1 EGS001正视图图3‐1. EGS001驱动板针脚定义3.2 针脚描述针脚序号针脚名称I/O描述1 IFB I 输出电流反馈输入端，引脚输入电压大于0.5V 时过流保护2 GND GND 接地端3 1LO O 右桥臂下管驱动门极输出4 GND GND 接地端5 VS1 O 右桥臂上下功率MOS 管中心点输出6 1HO O 右桥臂上管驱动门极输出7 GND GND 接地端8 2LO O 左桥臂下管驱动门极输出 9 VS2 O 左桥臂上下功率MOS 管中心点输出 10 2HO O 左桥臂上管驱动门极输出 11 GND GND 接地端12 +12V +12V +12V 电源电压输入，输入电压范围: 10V~15V 13 GND GND接地端 14 +5V +5V +5V 电源电压输入15 VFB I 输出电压反馈输入端,具体功能及电路请参照EG8010芯片手册17. FANCTR16. TFB15. VFB14. +5V13. GND12. +12V11. GND10. 2HO9. VS28. 2LO7. GND6. 1HO5. VS14. GND3. 1LO2. GND1. IFB16 TFB I 温度反馈输入端，引脚输入电压大于4.3V 时过热保护17 FANCTR O外接风扇控制，当T FB 引脚检测到温度高于45℃时，输出高电平“1”使风扇运行，运行后温度低于40℃时，输出低电平“0”使风扇停止工作3.3 跳线设置序号跳线名称标号设置说明JP1当JP1短路时，选择60Hz 输出 1 FRQSEL0JP5 当JP5短路时，选择50Hz 输出 JP2当JP2短路时，使能3秒软启动功能 2 SSTJP6 当JP6短路时，关闭软启动功能JP33 DT0JP7 JP44 DT1JP8当JP7和JP8同时短路时：死区时间为300ns 当JP3和JP8同时短路时：死区时间为500ns 当JP4和JP7同时短路时：死区时间为1.0us 当JP3和JP4同时短路时：死区时间为1.5us出厂时驱动板跳线默认设置为JP5、JP2、JP7、JP8短路，对应功能为50Hz 、3S 软启动、死区时间300nS ，用户可根据自己需求更改。
1KW纯正弦波逆变电源原理图与PCB图设计
1KW纯正弦波逆变电源原理图和PCB图设计这个机器，BT是12V,也可以是24V，12V时我的目标是800W，力争1000W，整体结构是学习了钟工的3000W机器，也是下面一个大散热板，上面是一块和散热板一样大小的功率主板，长228MM，宽140MM。
升压部分的4个功率管，H桥的4个功率管及4个TO220封装的快速二极管直接拧在散热板;DC-DC升压电路的驱动板和SPWM的驱动板直插在功率主板上。
因为电流较大，所以用了三对6平方的软线直接焊在功率板上：吸取了以前的教训：以前因为PCB设计得不好，打了很多样，花了很多冤枉钱，常常是PCB打样回来了，装了一片就发现了问题，其它的板子就这样废弃了。
所以这次画PCB时，我充分考虑到板子的灵活性，尽可能一板多用，这样可以省下不少钱，哈哈。
如上图：在板子上预留了一个储能电感的位置，一般情况用准开环，不装储能电感，就直接搭通，如果要用闭环稳压，就可以在这个位置装一个EC35的电感。
上图红色的东西，是一个0.6W的取样变压器，如果用差分取样，这个位置可以装二个200K的降压电阻，取样变压器的左边，一个小变压器样子的是预留的电流互感器的位置，这次因为不用电流反馈，所以没有装互感器，PCB下面直接搭通。
上面是SPWM驱动板的接口，4个圆孔下面是装H桥的4个大功率管，那个白色的东西是0.1R电流取样电阻。
二个直径40的铁硅铝磁绕的滤波电感，是用1.18的线每个绕90圈，电感量约1MH，磁环初始导磁率为90。
上图是DC-DC升压电路的驱动板，用的是KA3525。
这次共装了二板这样的板，一块频率是27K，用于普通变压器驱动，还有一块是16K，想试试非晶磁环做变压器效果。
这是SPWM驱动板的PCB，本方案用的是张工提供的单片机SPWM芯片TDS2285，输出部分还是用250光藕进行驱动，因为这样比较可靠。
也是为了可靠起见，这次二个上管没有用自举供电，而是老老实实地用了三组隔离电源对光藕进行供电。
500W正弦波逆变器制作过程
500W正弦波逆变器制作过程正弦波逆变器将直流电能转换为交流电能，适用于一些需要交流电能供应的场合，比如太阳能发电系统、风能发电系统等。
下面是一个制作500W正弦波逆变器的过程。
1.设计逆变器电路：首先，需要设计逆变器的电路图。
500W正弦波逆变器通常由多级逆变电路组成，其中每个级别包含一个开关和一个滤波电路。
可以选择采用全桥逆变电路，它是最为常见的一种逆变器电路。
2.准备器件和材料：根据设计的电路图，准备逆变器所需的各种器件和材料。
典型的逆变器器件包括开关管、滤波电容、滤波电感、电阻、电感等。
此外，还需要一块适当的电路板作为逆变器的基板。
3.制作逆变器电路板：根据逆变器的电路图将所有元器件逐一焊接到电路板上。
注意保持良好的焊接质量，避免电路短路或焊点松脱等问题。
同时，还需要在电路板上进行必要的布线工作，确保信号和功率传输的良好连接。
4.安装和连接逆变器元件：将电路板安装到逆变器的外壳内，并连接各个元件。
确保所有元件连接正确，且牢固可靠。
定位开关、指示灯等功能件的位置并固定。
5.连接直流电源：将待逆变的直流电源连接到逆变器的输入端。
通常需要使用适当的直流保险丝来保护逆变器免受电源电压过高或电流过大的损害。
6.输出端接负载：将逆变器的输出端连接到需要供电的负载上。
确保逆变器的输出线路与负载之间无短路或接触不良。
7.进行调试和测试：将逆变器通电，进行初步的调试和测试。
通过调整控制参数和观察波形，判断逆变器的工作状态是否正常。
8.优化和改进：根据测试结果，对逆变器进行进一步的优化和改进，以获得更好的性能和可靠性。
例如，可以调整滤波电路的参数，改进波形质量。
9.完善逆变器功能：根据实际需求，可以添加额外的功能和控制电路。
例如，可以加入过载保护、温度保护、过压保护等功能电路，提高逆变器的可靠性和安全性。
10.进行批量生产：在验证逆变器的可靠性和性能后，可以进行批量生产，以满足市场的需求。
以上就是制作500W正弦波逆变器的大致过程，当然，具体的实施过程中还需要根据实际情况进行调整和改进。
单片机控制的正弦波输出逆变电源的电路图实现
l 结语 本文详细分析了一种正弦波输出的逆变电源的设计，以及基于单片机的数字化 SPWM 控 制的实现方法。数字化 SPWM 控制灵活，电路结构简单，控制的核心部分在软件中，有利于 保护知识产权。
变压器副边输出整流桥由4个 HER307组成.滤波电容选用68μF、450 V 电解电容。 根据输出功率的要求，输出电流有效值为0 6～O.7 A，考虑一定的电压和电流余量， 逆 变桥中的 S3～S6选用 IRF840。逆变部分采用单极性 SPWM 控制方式，开关频率 fs=16 kHz。 假没滤波器时间常数为开关周期的16倍，即谐振频率取1 kHz，则有 滤波电感电容 LC≈2.5×10-3，可选取 L=5 mH，C=4.7μF。滤波电感 L 选用内径20 mm， 外径40 mm 的环形铁粉芯磁芯，绕线采用直径0.4 mm 的漆包线2股并绕，匝数180匝。 l 数字化 SPWM 控制方法 该 逆变电源的控制电路也分为两部分。 前级推挽升压电路由 PWM 专用芯片 SG3525控制， 采样变压器绕组电压实现电压闭环反馈控制。后级逆变电路由单片机 PICl6C73控制，采样 母线电压实现电压前馈控制。 前级控制方法比较简单， 在这里主要介绍后级单片机的数字化 SPWM 控制方式。 1. 正弦脉宽调制 SPWM 正 弦脉宽调制 SPWM 技术具有线性调压、 抑制谐波等优点， 是目前应用最为广泛的脉宽 调制技术.一般用三角波μc 作为载波信号，正弦波 ug=UgmSin2πfgt 作为调制信号，根据 μ和μg 的交点得到一系列脉宽按正弦规律变化的脉冲信号。 则可以定义调制比 m=Ugm/Ucm， 频率比 K=fc/fa=Tg/Tco。 正 弦脉宽调制可以分为单极性 SPWM 和双极性 SPWM。双极性 SPWM 的载波为正负半周都 有的对称三角波，输出电压为正负交替的方波序列而没有零电平，因此 可以应用于半桥和 全桥电路。实际中应选择频率比 K 为奇数，使得输出电压μo 具有奇函数对称和半波对称的 性质，μc 无偶次谐波。但是输出电压μc 中含有比较 严重的 n=K 次中心谐波以及 n=jk±6 次边频谐波。其控制信号为相位互补的两列脉冲信号。 单 极性 SPWM 的载波为单极性的不对称三角波， 输出电压也是单极性的方波。 因为输出 电压中包含零电平，因此，单极性 SPWM 只能应用于全桥逆变电路。由于其 载波本身就具有 奇函数对称和半波对称特性，无论频率比 K 取奇数还是偶数输出电压 Uo 都没有偶次谐波。 输出电压的单极性特性使得 uo 不含有 n=k 次中心谐波 和边频谐波， 但却有少量的低频谐波 分量。 单极性 SPWM 的控制信号为一组高频(载波频率 fe)脉冲和一组低频(调制频率 fk)脉冲， 每组的两列脉冲相位互 补。由三角载波和正弦调制波的几何关系可以得到，在 k>l 时，高 频脉冲的占空比 D 为
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正弦波逆变器逆变主电路介绍主电路及其仿真波形图1主电路的仿真原理图图1.1是输出电压的波形和输出电感电流的波形。
上部分为输出电压波形，下面为电感电流波形。
图1.1输出电压和输出电感电流的波形图1.2为通过三角载波与正弦基波比较输出的驱动信号，从上到下分别为S1、S3、S2、S4的驱动信号，从图中可以看出和理论分析的HPWM调制方式的开关管的工作波形向一致。
图1.2 开关管波形从图1.3的放大的图形可以看出，四个开关管工作在正半周期，S1和S3工作在互补的调制状态，S4工作在常导通状态，S2截止；在负半周期，S2和S4工作在互补的调制状态，S3工作在常导通状态，S1截止。
图1.3放大的开关管波形图1.4为主电路工作模态的仿真波形，图中从上到下分别为C3的电压波形、C1的电压波形、S3开关管的驱动波形，S1的驱动波形。
从图中可以看出在S1关断的瞬间，辅助电容的电压开始上升，完成充电过程，同时S3上的辅助电容完成放电过程，S3开通。
图1.4工作模态仿真波形图1.5为开关管的驱动电压波形和电感电流波形图，图中从上到下分别为电感电流波形、S3驱动波形、S1驱动波形。
从图中可以看出当S1关断瞬间到S3开通的瞬间，电感电流为一恒值，S3开通后，电感电流不断下降到S3关断时的最小值，然后到S1开通之前仍然为一恒值，直到S1开通，重复以上过程。
根据以上结论可以看出仿真分析状态和前面的理论分析完全符合。
图1.5开关管的驱动电压波形和电感电流波形2 滤波环节参数设计与仿真分析2.1 输出滤波电感和电容的选取对逆变电源而言，由于逆变电路输出电压波形谐波含量较高，为获得良好的正弦波形，必须设计良好的LC 滤波器来消除开关频率附近的高次谐波。
滤波电容C f 是滤除高次谐波，保证输出电压的THD 满足要求。
C f 越大，则THD小，但是C f 不断的增大，意味着无功电流也随之增加，从而增加了逆变电源的电容容量，同时会导致逆变电源系统体积重量增加，同时电容太大，充放电时间也延长，对输出波形也会产生一定的影响。
逆变桥输出调制波形中的高次谐波主要降在滤波电感的两端，所以L 的大小关系到输出波形的质量。
要保证输出的谐波含量较低，滤波电感的感值不能太小。
增加滤波器电感量可以更好地抑制低次谐波，但是电感量的增加带来体积重量的加大。
不仅如此，滤波电感的大小还影响逆变器的动态特性。
滤波电感越大，电感电流变化越慢，动态时间越长，波形畸变越严重。
而减小滤波电感，可以改善电路的动态性能，则使得输出电流的开关纹波加大，必然增大磁滞损耗，波形也会变差。
综合以上的分析，在LC 滤波器的参数设计时应综合考虑。
本文设计的LC 滤波器如图 3.12中所示，电感的电抗2L X L fL ωπ==,L X 随频率的升高而增大。
电容的电抗为112C X C fC ωπ==，C X 随频率的升高而减小。
1L Cωω=所对应的频率为谐振频率c f，即1cf =。
设逆变器输出电压的基波频率为0f ，开关频率为s f ，则有0f cf s f 。
由于0f c f ，故001L Cωω，电感对基波信号的阻抗小，电容对基波分流信号很小，即基波器允许基波信号通过。
由于c f s f ，故1s s L Cωω，电感对开关频率分量阻抗很大，电容对开关频率分量分流很大，即滤波器不允许开关频率分量通过，更不允许它的高次谐波分量通过。
则该滤波器可以满足滤波要求。
由于采用了高频开关技术，输出正弦波的谐波分量主要集中在开关电源附近，因此谐振频率可以选得较高。
设1ρ=，而谐振频率c f =，则可得L 、C 的计算公式：2cL f ρπ=，12c C f πρ=（式1-1） 本文的逆变电源功率为输出电压为235V ，开关频率为15KHZ ，额定负载为56Ω。
ρ一般取额定负载L R 的0.4~0.8倍，而f c 一般取开关频率的0.04~0.1倍，本设计取0.08cs f f =，0.6L R ρ=,则由式（1-1）可计算出： 33.6 4.4622 3.141200f C L mH f ρπ==≈⨯⨯（式1-2） 11 3.94922 3.14120033.6f C C F f μπρ==≈⨯⨯⨯（式1-3） 2.2输出滤波电感的设计本文f L 为4.46mH 。
滤波电容电流的有效值为：6002 3.14100 3.949102350.583cf f I C U A ω-==⨯⨯⨯⨯⨯≈ （式2-1） 110%负载时，负载的电流有效值为max max 1000110% 4.681235o o O P I A U ⨯==≈（式2-2）容性负载时电感电流最大，因此电感电流的有效值为：5.08Lf I A =≈（式2-3）其中，1cos 0.75L ϕ-=。
考虑到滤波电感电流的脉动量，滤波电感的电流峰值为：max (1 1.1 5.087.90Lf Lf I A=+=⨯⨯≈（式2-4） 电感选用MnZn - 2R KBD 型铁氧体材料铁心6249PM ⨯,其磁路截面积24.9()C S cm =，窗口面积23.26()Q cm =, 3500m B GS =，滤波电感的匝数为：3max444.46107.90205.44350010 4.910f Lf m C L I N B S ---⨯⨯==≈⨯⨯⨯（式2-5） 取N=206匝，气隙：200.40.58558C f N S L cm δπ==。
按滤波电感电流有效值 5.08LfI A =。
选取导线，取23j A mm =，导线的截面积为2623Lf I j mm ==，导线选用0.12cm ⨯的铜皮。
窗口利用系数0.1202060.120 1.26326K N Q u ⨯⨯=⨯⨯==，可以成功绕制。
2.3滤波环节仿真分析为了验证滤波环节的参数设计，根据主电路拓扑结构，对电容和电感值进行了仿真分析。
图2.1（a ）的参数为： 4.46f L mH =， 3.949f C F μ=，可以明显看出输出电压的波形优于其他两个输出波形；图 2.1（b ）为0.446f L mH =的输出电压波形，从图中可以看出，由于电感的值变小，输出电压的谐波含量变大；图2.1（c ）为12f C F μ=，的输出电压波形，由于电容的过大，反而使输出电压的纹波加大。
（a ）标准输出电压波形(b)L=0.446mH,输出电压波形(b)C=10µF,输出电压波形图2.1 滤波环节参数仿真分析3: 逆变数字控制系统硬件设计数字信号处理器（Digital Signal Processor, DSP ）是针对数字信号处理的需求而设计的一种可编程的单片机，也称DSP 芯片，是现代电子技术、计算机技术和信号处理技术相结合的产物。
DSP 在20世纪70年代有了飞速的发展，到20世纪80年代，数字信号处理已应用到各个工程技术领域，不管在军用还是在民用系统中都发挥了积极的作用。
工作中常见的应用有传真机、调制解调器、磁盘驱动器和电机控制等。
而数码相机、MP3和手机等都是日常生活中DSP 的典型应用。
3.1 HPWM调制方式下ZVS的实现逆变电源越来越趋向高频化设计，传统的硬开关所固有的缺陷变得不可容忍：开关元件开通和关断损耗大;容性开通问题;二极管反向恢复问题;感性关断问题;硬开关电路的EMI问题。
因此，有必要寻求较好的解决方案尽量减少或消除硬开关带来的各种问题。
软开关技术是克服以上缺陷的有效办法。
最理想的软开通过程是：电压先下降到零后，电流再缓慢上升到通态值，开通损耗近零。
因功率管开通前电压已下降到零，其结电容上的电压即为零，故解决了容性开通问题，同时也意味着二极管已经截止，其反向恢复过程结束，因此二极管的反向恢复问题亦不复存在。
最理想的软关断过程为：电流先下降到零，电压再缓慢上升到断态值，所以关断损耗近似为零。
由于功率管关断前电流已下降到零，即线路电感中电流亦为零，所以感性关断问题得以解决。
基于此，本文采用了全桥逆变桥HPWM控制方式实现ZVS软开关技术，其设计思路是在尽量不改变硬开关拓扑结构的前提下即尽量不增加或少增加辅助元件的前提下，有效利用现有的电路元件及功率管的寄生参数，为逆变桥主功率管创造ZVS软开关条件，最大限度的实现ZVS。
从而达到减少电路损耗，降低EMI，提高可靠性的目的。
HPWM软开关方式在整个输出电压的一个周期内共有12种开关状态，基于正负半周两个桥臂工作的对称性，以输出电压正半周为例，分析其一个开关周期工作模态。
如图2.2为输出电压正半周的一个开关周期内的电路的主要波形，此时S4工作在常通状态，S2处于关断状态，S1和S3处于互补调制状态。
由于载波的频率远大于输出电压基波频率，在一个开关周期Ts 内近似认为输出电压U保持不变，电感电流的相邻开关周期的瞬时极值不变。
Uge1Uc1Uc3Uge3I 1i L -I 0t 0t 1t 6t 5t 4t 3t 2i ds1i ds3图2.2 ZVS 主要工作波形1、模式A ，从t 0和t 1时刻,对应的电路等效工作模式如图2.3。
图2.3模式A 电路等效工作模式图S1和S4导通，电路为正电压输出模式，滤波电感电流线性增加，直到t 1时刻S1关断为止。
电感电流：0()d L fU U i t t L -= （式3-1） 2、模式B,从t 1和t 2时刻，对应的电路等效工作模式如图2.4。
图2.4模式B 电路等效工作模式图 在t 1时刻，S1关断，电感电流从S1中转移到C1和C3支路，给C1充电，同时给C3放电。
由于C1、C3的存在，S1为零电压关断。
在此很短的时间内，可以认为电感电流近似不变，为恒流源，则C1两端电压线性上升，C3两端电压线性下降。
到t 2时刻，C3电压下降到零，S3的体二极管D3自然导通，电路模式B 结束。
11()L I i t =（式3-2）11()2C effI U t t C =（式3-3） 13()2C d effI U t U t C =-（式3-4） 3、模式C,从t 2和t 3时刻, 对应的电路等效工作模式如图3.6。
图3.6模式C 电路等效工作模式图 D3导通后，开通S3，所以S3为零电压开通。
电流由D3向S3转移，此时S 3工作于同步整流状态，电流基本上由S3流过，电路处于零态续流状态，电感电流线性减小，直到t3时刻，减小到零。
此期间要保证S3实现ZVS ，则S1关断和S3开通之间需要死区时间1dead t ，并且满足以下要求：112eff ddead C U t I >（式3-5）01()L fU i t I t L =-（式3-6） 4、模式D,从t 3和t 4时刻, 对应的电路等效工作模式如图3.7。
图3.7模式D 电路等效工作模式图在此模式加在滤波电感L f 上的电压为-U 0，则电感电流开始由零向负向增加，电路处于零态储能状态，S3中的电流也相应由零正向增加，到t4时刻S3关断，结束D 模式。