9第六讲-非线性放大电路
是比较器和施密特触发器电路的基础。
采用非线性元件（如二极管、模拟开关）实现
反馈网络，如精密整流器、峰值检测器和采样保
持电路。
利用BJT器件可预测的指数特性，实现各种非线
性传递函数，如对数放大器和模拟乘法器。
理想运放的非线性工作区特性
理想运放工作在非线性 区时的电压传输特性
理想运放工作在非线性工作区的两个特点：
电压比较器电路中的集成运放 处于开环状态 引入正反馈
集成运放的开环状态
集成运放引入正反馈
运放的非线性工作区
理想运放工作在非线性区时的电压传输特性
电压比较器的电压传输特性
1.输出电压高电平和低电平的数值UOH和 UOL
2.阈值电压的数值UT
3.当ui变化且经过UT时uo的跃变方向
从UOH到 UOL 从UOL到UOH
消除比较器抖动
当处理缓慢变化的信号时，比较器可能会在输入穿 越阈值区时，产生多个输出变化，称为比较器抖动。
利用磁滞现象可以消除比较器抖动。当输入信号 穿越当前的阈值时，电路发生跃变并激活另一个阈值 。因此，输入信号必须摆回到新的阈值才能使输出再 一次跃变。 使磁滞宽度大 于噪声的最大峰峰 值，可以防止假的 输出跃变。
6.2 峰值检测器
峰值检测的作用是提取输入信号的峰值，并产生输 vO vI ( peak。 )
出
为了实现这个目标，让vO 跟踪 vI 直至输入达到峰值，这
个值会一直被保持，直至出现
一个新的更大的峰值，此时电 路会用新的峰值更新 vO 。
组成部分
（1）用来保持最近峰值的存储器，即电容器CH
（2）当一个新的峰
由ro1 和CH以OA2引起反馈环路极点，需要稳定OA2。可以用
适当的补偿电容分别与D1和R并联实现。
反转二极管的方向，可以使电路检测到 vI 的负峰值。
6.3 集成函数发生器
三角波
正弦波
方波
集成函数发生器8038电路原理图
ICL8038原理框图
ICL8038引脚图
ICL8038两种基本接法
UT
R2 UZ R3
①
uP 2
uo1
R3uo1 R2U Z R2 R3
1 u1 (t1 t0 ) uo1 (t0 ) R1C
②
uo1
电荷平衡式电压－频率转换电路
1 1 u1 (t2 t1 ) U Z (t2 t1 ) uo1 (t1 ) R1C R5C
1.输出电压UO只可能为： ＋UOM －UOM 2.
uP uN
uP uN
iP iN 0
实际的集成运放技术指标均为有限值，理想化
必然带来分析误差，
在一般的工程计算中，这些误差是允许的而 且，随着新型运放的不断出现，性能越来越
接近理理想，误差也就越来越小。
6.1 电压比较器及应用 电压比较器，是对输入信号进行鉴幅 与比较的电路， 电压比较器可将模拟信号转换为二值信号， 即只有高电平和低电平两种状态的离散信号。 因此，可用电压比较器作为模拟电路和数字 电路的接口电路。
锁相环的原理框图
PD(Phase Detector)：
LP(Loops Filter)：
VCO(Voltage Controlled Oscillator)：
一、鉴相器（相位比较器）：将输入信号与输出信号 （反馈信号）的相位差检测出来，并将其转换成电压 信号UD（t），成为误差电压。 其实质是相位差－－电压转化电路
滞回比较器结果分析
集成电压比较器
工作状态： 电路按电压传输特性工 作 禁止状态： 输出端相当于开路， 处于高阻状态
UOH：3.3v
CJ0710电路原理图
UOL: - 0.4v
一.主要参数
灵敏度：体现比较器对输入信号差别的分辨能力
上升时间：体现比较器进行逻辑判断的速度
输出： 高低电平UOH和 UOL
电压比较器的种类 1.单限比较器 2.滞回比较器 3.窗口比较器 只有一个阈值电压 输入电压由小变大过程中 使输出电压 跃变的阈值电 压与输入电压由大变小过
程的阈值电压不同
电路有两个阈值电压
电压比较器工作原理 一.单限比较器
1.过零比较器 UT＝0V
Ui<0V Uo=UOM Ui>0V Uo=-UOM
2 R1 R2C U Z T R3 UI
f
R3 U I 2 R1 R2C U Z
6.5 锁相环（PLL－Phase Locked Loops）
锁相环是一种反馈控制系统。闭环跟踪
系统。其输出信号的频率跟踪输入信号的频
率。当输出信号频率与输入信号频率相等时， 输出电压与输入电压保持固定的相位差值。
ICL8038输出波形
主要参数
频率范围：0.001Hz～300kHz
电源： 单电源10～30v,双电源±5～ ±15v
方波：幅值接近电源电压，上升时间180ns，
下降时间40ns。
三角波：输出幅度6.6v，非线性线性度小于0.05％ 正弦波： 输出峰值4.4v，失真度小于1％ 矩形波： 占空比可调范围2％～98％
二、环路滤波器：一般为低通滤波器。虑除鉴相器输 出电压UD（t）中的高频分量和干扰信号，获得压控振 荡器的输入电压 UC（t） 。 三、压控振荡器：其实质是电压－－频率转化电路。 其振荡频率决定于UC（t），也就是决定于 UD（t）。
一、锁相环的原理
设振荡频率为 (t ) ，瞬时相位为 (t )
过零电压比较器及其电压传输特性
2.实际的过零比较器 输入级保护 限流电阻 二极管限幅电路
限制集成运放的
差模输入电压
电压比较器输入级的保护电路
限流电阻 输出端加稳压管限幅 电路，获得合适的 UOL和UOH
电压比较器输出限幅电路
3.一般单限比较器
一般单限比较器电路
一般单限比较器电压传输特性
1.改变参考电压的大小和极性，以及电阻的阻
6.4 电压－频率转换电路
将为输入的直流电压转换为频率与其值成正比的输出电 压。也称为电压控制振荡器（VCO） 。 由积分器和滞回比较器组成，S为电子开关，受电压UO控制
电荷平衡式电压－频率转换电路的原理框图及波形分析
工作原理
uo U OH S闭合
uo U OL S断开
uI数值越大,T1越小,振荡频率f越高,实现了电压-频率转换。 电流源I对电容C在很短时间内放电（或称反向充电） 的电荷量等于iI在较长时间充电的电荷量，这类电路称 为电荷平衡式电路。
二.分类
通用型 高速型 低功耗型 低电压型
高精度型
比较器的应用
电平检测器
电平检测器也称为阈值检测器，它用以监测以电压形式表示的 物理变量和当这个变量上升到大于（或降至）某个规定值时发出信 号。检测器的输出根据应用的要求可用来发出某一特定的动作。如 激活报警器（发光二极管或蜂鸣器）、接通电机或加热器、或向微 处理器发送一个中断信号等。 高 功率 晶体管
R2 R1 UT 1 U REF UZ R1 R2 R1 R2 R2 R1 U REF UZ R1 R2 R1 R2
UT 2
有参考电压的滞回比较器及其电压传输特性
1.滞回比较器中引入正反馈，加快了输出电压的
变换速度，从而获得较为理想的电压传输特性。 2.改变参考电压的大小和极性，滞回比较器电
d (t ) (t ) dt
(t ) 0 (t )dt 0
t
设输出信号 u0 (t ) 的角频率为 0 ，输入信号 u1 (t ) 的角频 率为 i (t ) 0 i
其瞬时相位为
若
D (t ) 0 (t )dt 0
t
0 i
路，R的作用是给D1提供一
个电流通路
在此期间，电容电压保
v1 vI vD1(on )
持恒定
对OA1的要求：具有足够低的直流输入误差和足够高的电
流输出能力，以便在短暂的峰值期对CH充电。
对OA2的要求：输入偏置电流足够低，才能使峰值间的电
容放电最小。而D2和OA2置于OA1反馈回路中，可以消除由D2 压降和OA2输入失调电压引起的误差。
值，可以改变阈值电压的大小和极性。
2.要改变输入电压经过阈值电压时输出电压的 跃变方向，将集成运放的同相和反相输入端外 接电路互换。
分析电压比较器传输特性的方法： 1.确定电压比较器输出值UOH和 UOL。 2.根据电路写出同相端电压uP和反相端电压uN 表达式，令uP=uN,确定阈值电压UT。 3. Ui作用于集成运放的端口决定输出电压的 跃变方向。
通断控制
设定值
电桥
有源基准 二极管
窗口探测器
也称为窗口比较器，它用以指 示何时给定电压落在特定的范围， 即窗口中。在生产线的测试过程中 ，可以用窗口比较器来筛选出那些 不能满足给定容限的电路。
脉宽调制
如果用电压比较器对一个缓慢 变化的信号和一个高频三角波和锯 齿波进行比较，输出就是一个与三 角波或锯齿波具有相同频率的方波
二、 滞回比较器
输入电压由小变大过程中使输出电压 跃变的阈值电压与输入电压由大变小过程 使输出电压 跃变的的阈值电压不同。
u0 UZ
R1 uP UZ R1 R2
令
uP uN
解得的ui就是阈值电压
滞回比较器电路
R1 UT UZ R1 R2
输入电压由小变大：
起初 Ui接反相端
ui UT
uN uP
uP UT
uO UZ
滞回比较器电压传输特性
当输入电压增大到＋UT，输 出电压由 ＋UZ跃变为-UZ。
输入电压由大变小： 起初
放大器的非线性
非线性
电路非线性
输出与输入信号之比为一个变量，即输出与输入 之间的关系不是一条具有固定斜率的直线； 小信号增益随输入信号电平的变化而变化。
放大器的非线性
当输入为正弦信号时，由于放大器的非线性，输 出波形不是一个理想的正弦信号，产生了失真， 这种由于放大器参数的非线性所引起的失真称为 非线性失真。 非线性失真会使输出信号中产生高次谐波成分， 所以又称为谐波失真。
非线性的度量方法（1）
泰勒级数系数表示法
对所关心范围内输入输出特性用泰勒展开来近 似：
y( t ) 1 x( t ) 2 x 2 ( t ) 3 x 3 ( t )
对于小的x，y(t)≈α1x，表明α1是x≈0附近 的小信号增益； α2，α3等即为非线性的系数； 非线性的大小即为确定上式中的α1，α2等系数。
MOS管作为其电阻。
VG R Vo Vi C
Vi C
A
选择VG的电压使MOS管工作在线性区，因 此根据萨氏方程有：
id K N (VGS VDS Vth )VDS 2
+ -
+ -
A
Vo
MOS管作为电阻的非线性
对上式进行泰勒展开得：
id K N (VGS 1 2 Vth )(VD VS ) K N (VD VS2 ) 2
A2 Vm A 4(VGS Vth )
可以看出MOS放大器的非线性失真是由于 输出电流与输入电压的平方关系所引起的。 当Vm很小时，二次谐波可以忽略。
放大器传输特性引起的非线性
带电阻负载的共源放大器的传输特性如图所示。
Vo VDD
Vth
运算放大器的线性应用和非线性应用
充电
放电
++
Uo=Vz+ UDoN
31
(5)电容器端电压随时间变化规律为
32
二、设计过程
1、求R1和R2的值,可使F=0.47,则 T=2RC
图7-16
方波发生器
29
3、设计条件 (1)电源电压为:±9V (2)负载阻抗 RL=10KΩ
4、分析 (1)R、C作为积分电路,即:定时电路. (2)从电路结构看,它由一个迟滞比较器和RC充
放电电路组成.其中迟滞比较器作为状态记忆电 路,RC作为定时电路.
(3)电路的正反馈系数F为:
30
强调:
39
实验箱双电源的接法
40
四运放管脚图
TL084、LM324
41
运放的检测电路
当Uo=Ui1时，运放是好的。
42
T1.设计一个文氏桥正弦波振荡器
技术指标要求：
1、电路结构要求
2、电路指标 (1)f=1KHZ (2)UO=1V
3、设计条件 （1）电源电压为：±9V （2）负载电阻RL=10KΩ
16
五、反相加法器
17
又因为 if=i1+i2+i3，则
18
六、同相相加器
19
实验三十六 运算放大器线性应用电路
J1.设计一个反相比例放大器 （一）设计技术指标 1）Au=20 2)Ri=1KΩ 3)Uopp≥1V （二）设计条件
1） Ec= ±9V
2) RL= 5.1KΩ
第9章 基本放大电路
- 43 -第9章 基本放大电路放大是模拟电路最重要的一种功能。
本章所要介绍的基本放大电路几乎是所有模拟集成电路的基本单元。
工程上的各类放大电路都是由若干基本放大电路组合而成的，其中第一级称为输入级，最后一级称为输出级，其余各级为中间级。
9.1 放大电路的工作原理放大电路或称为放大器，其作用是把微弱的电信号、电压、电流、功率放大到所需要的量级，而且输出信号的功率要比输入信号的功率大，输出信号的波形要与输入信号的波形相同。
现以晶体管共射极接法的电路为例来说明放大电路的工作原理。
输入信号按波形不同可分为直流信号与交流信号两种。
由于正弦信号是一种基本信号，在对电路进行性能分析与测试时，常以它作为输入信号。
因此，也以正弦信号作为输入信号来说明放大电路的工作原理。
在输入端与输出端分别接有电容C 1、C 2，它们起着传递信号，隔离直流的作用，电容C 1、C 2称为输入和输出耦合电容或隔直电容。
由于耦合作用要求电容的容抗值很小，一般为几微法至几百微法，因而需要采用有极性的电解电容器。
输入端未加输入信号时，放大电路的工作状态称为静态。
这时U CC 提供了直流偏置电流。
由于电容的隔直作用，输入端和输出端不会有电压与电流。
可见，静态时，除了输入端与输出端外，晶体管各极电压与电流都是直流，其波形如图9-1各波形中的虚线所示。
输入端加上输入信号时，放大电路的工作状态称为动态。
交流输入信号u i 通过C 1耦合到晶体管的发射结两端，使发射结电压u BE 以静态值U BE 为基准上下波动，但方向不变，即u BE 始终大于零，发射结保持正向偏置，晶体管始终处于放大状态。
这时的发射结电压u BE ＝U BE ＋u be 。
忽略C 1上的交流电压降，则u be ＝u i 。
发射结电压的变化会引起各极电流的相应变化，而且它们都会有一个静态直流分量和一个交流信号分量，其波形如图9-1所示。
i C 的变化引起R C i C 的相应变化。
第六讲-非线性放大电路
uO UZ uP UT
当输入电压增大到＋UT，输 出电压由 ＋UZ跃变为-UZ。
滞回比较器电压传输特性
输入电压由大变小：
起初
ui UT
Ui接反相端 uN uP
uO UZ uP UT
当输入电压减小到-UT，输 出电压由 -UZ跃变为＋UZ。
UT1R1R 2R2UREFR1R 1R2UZ UT2R1R 2R2UREFR1R 1R2UZ
2. iP iN 0
uP uN
uP uN
实际的集成运放技术指标均为有限值，理想化 必然带来分析误差，
在一般的工程计算中，这些误差是允许的而 且，随着新型运放的不断出现，性能越来越 接近理理想，误差也就越来越小。
6.1 电压比较器及应用
电压比较器，是对输入信号进行鉴幅 与比较的电路，
电压比较器可将模拟信号转换为二值信号， 即只有高电平和低电平两种状态的离散信号。 因此，可用电压比较器作为模拟电路和数字 电路的接口电路。
当输入电压增大到＋U（T 3.1v） 输出电压由＋UZ跃变为-UZ。
集成电压比较器
CJ0710电路原理图
工作状态： 电路按电压传输特性工 作
禁止状态： 输出端相当于开路， 处于高阻状态
UOH：3.3v UOL: - 0.4v
一.主要参数 灵敏度：体现比较器对输入信号差别的分辨能力 上升时间：体现比较器进行逻辑判断的速度 输出： 高低电平UOH和 UOL
2.要改变输入电压经过阈值电压时输出电压的 跃变方向，将集成运放的同相和反相输入端外 接电路互换。
分析电压比较器传输特性的方法：
1.确定电压比较器输出值UOH和 UOL。
2.根据电路写出同相端电压uP和反相端电压uN 表达式，令uP=uN,确定阈值电压UT。
电子技术第09讲(运放非线性应用)
此时，C 经输出端放电,再反向充电
uc U+H
uo
t
R2
U+L -UOM
uc达到U+L时，uo上翻
当uo 重新回到＋UOM 以后，电路又进入另一个
周期性的变化。
25
周期与频率的计算： uc
uc +
R
U+H
C
－
+
+
0
uo U+L
t
R1
uo
R2
UOM
T = 2RC ln(1+ 2R1 )
0
t
R2 - UOM
ui
+
R1 R1 + R2
U om
=
UR
21
加上参考电压后的迟滞比较器(上行)传输特性：
uo
R
UR
－ +
+
uo
ui
Uom
0 U+L U+H ui
R1
R2
-Uom
对照
R
－ +
+
uo
ui
uo
Uom
U+L
0
U+H ui
R1
R2
-Uom
22
12.6 信号发生电路
12.6.1方波发生器 uc
R
C
－ +
+
uo
+
R´
R ´=R
+UZ
0
ui
-UZ
10
12.5.3 迟滞比较器
特点:电路中使用正反馈, 运放处于非线性状态
放大器的非线性失真
放大器的非线性失真The document was prepared on January 2, 2021放大器的非线性失真非线性失真是模拟电路中影响电路性能的重要因素之一.本章先从非线性的定义入手,确定量化非线性的一个度量标准,然后研究放大器的非线性失真及其差动电路与反馈系统中的非线性,并介绍一些线性化的技术.概述非线性的定义电路非线性是指输出信号与输入信号之比不为一个常量,体现在输出与输入之间的关系不是一条具有固定斜率的直线,或体现为小信号增益随输入信号电平的变化而变化.放大器的非线性定义：当输入为正弦信号时,由于放大器管子的非线性,使输出波形不是一个理想的正弦信号,输出波形产生了失真,这种由于放大器管子参数的非线性所引起的失真称为非线性失真.由于非线性失真会使输出信号中产生高次谐波成分,所以又称为谐波失真.非线性的度量方法1 泰勒级数系数表示法：用泰勒级数展开法对所关心的范围内输入输出特性用泰勒展开来近似：)()()()(33221 +++=t x t x t x t y ααα 对于小的x ,y t≈α1x ,表明α1是x ≈0附近的小信号增益,而α2,α3等即为非线性的系数,所以确定式中的α1,α2等系数就可确定.2 总谐波失真THD 度量法：即输入信号为一个正弦信号,测量其输出端的谐波成分,对谐波成分求和,并以基频分量进行归一化来表示,称为“总谐波失真”THD .把xt=Acosωt 代入式中,则有：+++++=+++=)]3cos(cos 3[4)]2cos(1[2cos cos cos cos )(332213332221t t A t A t A t A t A t A t y ωωαωαωαωαωαωα由上式可看出,高阶项产生了高次谐波,分别称为偶次与奇次谐波,且n 次谐波幅度近似正比于输入振幅的n 次方.例如考虑一个三阶非线性系统,其总谐波失真为：2331233222)43()4()2(THD A A A A αααα++= 3 采用输入/输出特性曲线与理想曲线即直线的最大偏差来度量非线性.在所关心的电压范围0 V i,max 内,画一条通过实际特性曲线二个端点的直线,该直线就为理想的输入/输出特性曲线,求出它与实际的特性曲线间的最大偏差ΔV ,并对最大输出摆幅V o,max 归一化.即在如图所示.V图 非线性的确定单级放大器的非线性1 由于管子特性引起的非线性以共源放大器为例来说明单级放大器的非线性,如图所示是带电阻负载的共源放大器.V S +v sVo图 共源放大器图中V S 为M 1管的直流工作点,即栅源电压,而v s 则为输入的交流小信号,假定输入的交流小信号为：t cos V v m s ω= 则根据饱和萨氏方程可得其漏极电流为： 2)cos (t V V V K I m th GS N D ω+-=上式中I D0为直流输出,所以在输出端的交流信号可表示为：+++-=)]2cos(1[21cos )(22t V K t V V V K I m N m th GS N d ωω输出信号的基波与二次谐波的幅度之比为：)(42th GS mV V V A A -=ωω 由上式可以看出MOS 放大器的非线性失真是由于输出电流与输入电压的平方关系引起的,当V m 很小时,二次谐波可以忽略.2 由放大器传输特性引起的非线性带电阻负载的共源放大器的传输特性如图所示.V图 带电阻负载的共源放大器的传输特性由上图可以看出,放大器的非线性失真与输入信号大小、直流工作点偏置点有关.一般放大器的最大输出幅度是指无失真的输出.所以当偏置点不同时同一放大器的输出幅度是不同的.由于V o ＝V DD －I D R ,而放大器的电压增益为：A v =－g m R ,所以当电源电压为常数时,随着电阻R 值的增大,放大器的增益增加,但输出幅度的动态范围减小.差分电路的非线性对于差分电路,由于输入与输出间表现出一种“奇对称”的关系,即f －x=－fx ,所以对式的泰勒展开式进行简化,应只有奇次项,所有的偶次项系数为零,即输入为差分信号时差分放大器不存在偶次谐波,从而减少了非线性.V图 相同电压增益的单端放大器与差分放大器对于如图所示的差分放大器,其小信号电压增益为：)(2 R V V K R g A th GS N m v -=≈ 与共源放大器一样,假设输入信号为V m cosωt .则有：21D D o I I I -= 21GS GS id V V V -=根据饱和萨氏方程有：22221)(4 2idth GS id N id NS idN D D V V V V K V K I V K I I --=-=-从式可以看出,只有当N S id K I V /2≤时,I D1、I D2才有意义,而当V id 较小时,△I D ＝I D1－I D2和V id 才是线性的.所以一般认为在满足N S id K I V /±≤时,差分放大器是线性的.如果|V id |<<V GS －V th ,则将式中的根号下的式子展开得：)(8cos cos )(2 )(81)(2)(41)(2233222221⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎣⎡---=⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎣⎡---≈---=-th GS m m th GS N th GS idth GS id N th GS idth GS di N D D V V t V t V V V K V V V V V V K V V V V V V K I I ωω 利用三角函数的性质cos 3ωt=3cosωt+cos3ωt/4对式进行进一步的简化,有：)(32)3cos(cos )(323232321th GS m m th GS m m m D D V V t V g t V V V V g I I --⎥⎦⎤⎢⎣⎡--=-ωω 由上式可以看出：差分放大器的非线性失真只包含有奇次谐波,而无偶次谐波分量,且当])(32[323th GS m m V V V V ->>时,其三次谐波分量与基次谐波分量的比值为： )(32/22th GS m V V V -.与式相比可发现：在提供相同的电压增益与输出摆幅的情况下,差动电路呈现的失真要比共源放大的失真要小得多.电路中器件引起的非线性前面介绍的者是假定无源组件为线性,但实际上,特别是在集成电路中,无源组件也都是非线性的.这里主要介绍电容以及用MOS 管作电阻的非线性. 1 电容的非线性电容的非线性主要体现在开关电容电路中,电容器对电压的依赖关系可能会引入相当大的非线性.如图所示的电容结构,则是一个非线性电容.图 一种非线性电容结构对于图中的电容,由于其电容值的大小与PX 二点的电压值即电容两端的电压有关,通常此电容可表示为：)1(2210 +++=V V C C αα 为了考虑电容非线性的影响,分析如图a 所示的开关电容电路.CV oV i0a b图 a 非线性电容的开关电容电路 b 输出曲线假设图中放大器输入电容C 1上有一初始电压为V i0,而输出电容C 2的初始电压为零,且C 1是一非线性电容,并假设C 1/C 2＝K 电路的死循环增益,C 1＝KC 01＋α1V ,则电容C 1上获得的电荷为：201000100112)1( 00i i V V V KC V KC dV V KC dV C Q i i αα+=+==⎰⎰而在放大模式终止时,电容C 2上的电荷为：2100222o o V V C V C dV C Q oα+==⎰而根据电荷守恒定理,Q 1＝Q 2,所以可令式与式相等,则可求得：)211(10120211i i o V K V K V ααα+++-=上式中平方根项下的后两项通常远小于1,因此可以对平方根项展开,有：20102)1(i i o V K K KV V α-+≈从上式可以看出输出电压V o 的非线性是由第二项产生的.2 MOS 管作为电阻的非线性如图所示,为一个有源滤波器,其中使用MOS 管作为其电阻,V VGV oV V o图 用MOS 管作为电阻的有源滤波器选择V G 的电压使MOS 管工作在线性区,因此根据萨氏方程有： DS DSth GS N d V )2V V V (K i --= 对上式进行泰勒展开得：+----=)(21))((22S D N S D th GS N d V V K V V V V K i 式中V D －V S ＝V DS ,则其等效电阻为：++--==)(21)(S D N th GS N DS d V V K V V K V i R 上式中第一项为线性电阻,第二项为非线性电阻,使滤波器电路产生非线性,所以用简单管子工作在非饱和区作电阻时使电路产生非线性,当V D ＋V S 很小时,非线性可以忽略.克服非线性的技术 原理在模拟电路中改善和克服非线性失真的方法基本上都是采用负反馈.其基本的工作原理如下：考虑放大器的非线性失真时,输出信号可以表示为：h v di v o v DA v A v 00+=式中D 为谐波失真系数,v h 为输入端的谐波信号.则一个反馈系统可用图表示.Dv图 反馈系统的对非线性的影响的原理框图由上图可得到：of v f v F v ⋅= f sf di v v v -= di v h v of v A Dv A v 00+=把式、代入式h v sf v v v of Dv A v A F A v 000)1(+=+即：vv hv vv sf v of F A Dv A F A v A v 000011+++=上式说明,非线性失真减小是用降低系统增益换来的,反馈放大器输入信号幅度与无反馈时相同,则负反馈放大器的输出信号缩小了1＋A v0F v 倍.为了便于比较,应将输出信号中的基波幅度调到与无反馈时相同,则有： s v v sf v F A v )1(0+= 把式代入到式中可得到：vv hv s v of F A Dv A v A v 0001++=由上式可以看出负反馈作用使放大器输出信号中的谐波成分减小了,若以D F表示,则有： vv F F A DD 01+=上式说明负反馈放大器非线性失真比无反馈放大器减小了1＋A v0F v 倍.上述情况也可以从放大器的传输特性曲线来理解.假定一个放大器一般放大器的开环传输特性曲线失真可以用分段线性近似,如图所示.图 传输特性曲线失真的分段线性近似表示法当v s ≤V s1时,放大器开环增益为A 1；当V s1＜v s ≤V s2时,放大器开环增益为A 2；当v s ＞V s2时,放大器开环增益为A 3.实际为传输特性的斜率,从此可以看出A 3为零,由于放大器随着输入信号的变化放大器增益的不一致,使输出波形将有失真.当放大器加反馈后该放大器闭环时的增益分别为假定反馈系数都为F v vvo v v F A A A 10111+=vvo v v F A A A 20221+=当反馈深度足够时,则有：A v1=1/F v ,A v2=1/F v ,A V3=0因为A 3＝0.由上述关系画出闭环放大器传输特性如图中虚线所示,可以看出放大器的增益降低了,但线性范围扩展了,只有当v s >V s2时输出信号被限幅,才会失真.所以负反馈放大器在输出信号中非线性失真减小,反馈越深,负反馈放大器线性工作范围越大缓冲器最大：它是全反馈,非线性失真也越小,当放大器进入饱和区后,输出波形限幅.当放大器输入信号本身包含有谐波成分时,负反馈是无法将这种谐波成分减小的,只有加滤波器.改善放大器非线性失真的实际电路1 共源放大器线性电阻源级负反馈如图a所示,这是一个串联负反馈电路,且反馈系数为F＝R S.VoViIa b图a带电阻负反馈的共源级 b不同反馈时的漏电流与Vi的关系负反馈减小了晶体管栅源之间施加的信号的摆幅,因此使得输入－输出特性具有更好的线性.忽略体效应,共源级的等效跨导为：1Smmm RggG+=当g m R S>>1时,则G m接近于1/R S,这是一个与输入无关的值.由图b可以发现R S越大,则ID越稳定.该电路的电压增益为：G m R,由于R S与R都是线性化的,因此A v也是线性的.并且该电路的线性范围直接取决于g m R S,g m R S越大则线性范围越大.例对于一个偏置电流为I0的共源级放大电路如图所示,其输入电压摆幅使漏电流由变化到.则MOS管的跨导发生变化,引起电路的非线性失真,计算以下三种情况下小信号电压增益的变化a R S＝0,b g m R S＝2的负反馈,c g m R S＝4,其中g m是I D＝I1时的跨导.解：假定M1工作于饱和区,则有DmIg∝.则：a当R S＝0时,即不存在负反馈时,有：4.06.0,,=lmhmggb 当g m R S＝2时,由式可得：4.06.00.89)6.021()4.021(4.06.0)4.01/(4.0)6.01/(6.0,,=++=++=SmmSmmlmhmRggRggGGc 同理,当g m R S ＝4时有：4.06.00.86 )6.041()4.041(4.06.0)4.01/(4.0)6.01/(6.0,,=++=++=S m m S m m lm h m R g g R g g G G由式与式可知：当g m R S ＝2时,线性度提高了11%；而当g m R S ＝4时,线性度提高了14%.2 差分放大器的线性负载共源放大器线性电阻源级负反馈,可直接应用到差分放大器中形成差分放大器的线性负载负反馈.如图a 、b 所示.a b图 差分对中使用的源级负反馈 a 一个电阻 b 两个电阻图a 、b 中的差分输入的半电路相同,如同图a 所示.因此其负反馈的作用也与带线性电阻负反馈的共源放大器的效果一样.在图a 中, V GS 抬高了I S R S /2电压值比不带反馈的放大器,而当V id ＝0时,电阻上通过I S /2的电流,因而提高反馈深度以提高线性范围与输出压摆之间是一矛盾的关系,另外,失调与噪声都存在负反馈作用,所以对失调与噪声都有改善.而图b 中,仅用一个电阻,且电阻2R S 上无电流流过,因此失调与噪声不存在负反馈作用,所以容易产生较大的失调和噪声.在MOS 差分运算放大器中,要求R S 能很精确,但是由于工艺原因,其电阻值存在着很大误差,所以一般在制造中采用工作在很深三极管区的MOS 管作为电阻,此时的电阻呈线性特征,当V DS 很小时有：R on3=1/2K N V GS -V th .如图所示.图 通过工作在深线性区的MOSFET 实现负反馈的差分对然而,当输入摆幅较大时,不能保证M 3处于深线性区,因此它的导通电阻将会增大,从而引入了非线性.当图中的电阻R S 用两个工作于深线性区的NMOS 管来实现时,就构成了如图所示的电路.图 用两个工作在线性区的MOSFET 负反馈的差分对当V id ＝0时,M 3与M 4都处在深线性区.假设V id 为负值,即V G1＜V G2,由于V D4＝V G4－V GS2,晶体管M 4处在线性区,而M 4则因为其漏极电压大于栅源电压,最终将进入饱和区.因此,即使一个负反馈器件进入饱和区,电路仍能保持相对线性.在设计时,令W/L 1,2≈7W/L 3,4,则可得到较宽的线性范围.但是在图中,当M 3、M 4进入饱和区时,电阻增加,在管子上的压降增大,使电路脱离了线性区.3 改变输入对管的输入特性来克服放大器的非线性强制输入对管始终工作在深的线性区,如图所示,图中运放A 1、A2使得：V A ＝V B ≈V b,且不受输入电平变化的影响,而且要求V b <<V GS1－V th1,因此输入对管M 1、M 2始终工作于深线性区.13V b图 输入器件工作在线性区的差分对该电路的特点为：1 由于M 1、M 2工作于深线性区,故它们的跨导较小,且为：g m1=g m2=2K N1V DS =2K N1V b . 所以这种线性范围的扩大是以增益的降代为代价的.2 因为M 1、M 2的工作状态与V i 的共模电平有关,所以输入共模电平必须严格控制,并跟踪V b ,以便确定I D1和I D2.3 M 3,M 4与两个辅助放大器在输出端会产生很大的噪声.4 利用器件特性的互补法其思路是将放大器看作由一个电压－电流V/I转换器后面再接一个电流－电压I/V转换器构成.这样在理想情况下,电压－电流转换时的非线性用其后的电流－电压的非线性相互抵消,从而产生线性的放大器.但在实际中,由于存在着各种其它非理想效应都会在电路中产生非线性,从而减小了放大器的线性工作范围.。
运放的非线性应用 ppt课件
R2 R3
UZ
uo
uO UZ
运放的非线性应用
12.1 矩形波发生器
uu cc
R1
RR22UU ZZ RR22RR33
R4
C
A
uo
OO
R2 R3
UZ
RR22UU ZZ RR22RR33
uu oo
UU ZZ
OO
T2R1Cln12RR32
UU ZZ
运放的非线性应用
波形
t
t
T1 T
12.1 矩形波发生器
运放的非线性应用
集成运放工作在开环或状态时，因开环增 益很大，运放的输出只有高电平和低电平两个 稳定状态，输出与输入是状态转换控制的关系， 不成线性关系
集成比较器
非正弦波发生器
运放的非线性应用
非正弦波发生器
矩形波发生器 三角波发生器 锯齿波发生器
运放的非线性应用
12.1 矩形波发生器
结构
RC
反 馈
O
R2
运放的非 线R R 性1 2应U 用Z
t
12.3 锯齿波发生器
结构及原理
R5 Dτ充 (R4/C/R6)C
R3
R4
A1
Uo1
A2
uo
R1 R2
τ放 R4C
UZ
R5
运放的非线性应用
12.3 锯齿波发生器
波形
R5 D
C
u o1
R3
R4
A1
Uo1
U Z
A2
uo
O
t
R1 R2
UZ
R5
U Z
uo
UO1 UZ
UZ
运放的非线性应用
12.2 三角波发生器
9放大电路的非线性失真分析
输出幅度
t
3. 输出功率和功率三角形
放大电路向电阻性负载提供的输出功率:
Vom I om 1 Po Vom I om 2 2 2
在输出特性曲线上，正好 是三角形ABQ的面积，这一
三角形称为功率三角形。
要想PO大，就要使功率三 角形的面积大，即必须使Vom 图 03.15 功率三角形
和Iom的工作点达到了三极管 的截止区而引起的非线性失真。对于NPN管， 输出电压表现为顶部失真。 截止失真
(a)饱和失真
(b)截止失真
图 02.02.14 放大器截止失真和饱和失真(NPN晶体管)
（动画3-3）
1.2 非线性失真系数
放大器要求输出信号与输入信号之间是线性关系， 不能产生失真。 由于三极管存在非线性，使输出信号产 生了非线性失真。 非线性失真系数的定义：在某一正弦信号输入下， 输出波形因非线性而产生失真，其谐波分量的总有效值 与基波分量之比，用THD表示，即
i C mA
IC1 IB1
i C mA
IC1
2
ICQ
1
IC2
Q
IBQ
交流负载线
IB2
ICQ
0
O
2 4 6 UCEQ
8 10 12
IC2 u CE V O
t
u CE V
静态工 作点位于放 大区的中央， 交流负载线 不能太陡， 也不能太平 坦，这样才 能得到较大 的输出电压 幅度和输出 电流幅度。
（动画3-4）
THD
2 2 U2 U3 100% U1
2. 放大电路的最大不失真幅度
放大电路要想获得大的不失真输出幅度，需要： 1. 工作点Q要设置在输出特性曲线放大区的中间部位； 2. 要有合适的交流负载线的斜率。
第6讲 放大电路的分析方法
得： vCE = VCEQ+ ICQR L
图解分析 法
2.
通过图解分析，可得如下结论： 动态工作情况分析 1. vi vBE iB iC vCE |-vo| 2. vo与vi相位相反； 输入交流信号时的图解分析 3. 可以测量出放大电路的电压放大倍数； 4. 可以确定最大不失真输出幅度。
理想二极管
利用估算法求解静态工作点，实质上利用了直流模型。
2. 晶体管的h参数等效模型（交流等效模型）
• 在交流通路中可将晶体管看成 为一个二端口网络，输入回路、 输出回路各为一个端口。
u u BE f (iB， CE ) u iC f (iB， CE )
BJT的小信号建模
建立小信号模型的意义
在小信号情况下，对上两式取全微分得
dvBE diC vBE iB
VCE
diB
vBE vCE
IB
dvCE
i C i B
VCE
diB
i C vCE
IB
dvCE
用小信号交流分量表示 vbe= hieib+ hrevce
ic= hfeib+ hoevce
BJT的小 信号建模
解：（1）
IB VCC VBE 12V 40uA Rb 300k
共射极放大电路
I C I B 80 40uA 3.2mA
VCE VCC Rc I C 12V - 2k 3.2mA 5.6V
静态工作点为Q（40uA，3.2mA，5.6V），BJT工作在放大区。 V 12V I B CC 120uA I C I B 80 120uA 9.6mA （2）当Rb=100k时， Rb 100k
放大器的非线性
v s = Vm cos ωt
MOS管特性引起的非线性 管特性引起的非线性
根据饱和萨氏方程可计算出该放大器的漏极 电流为： 电流为：
I D = K N (VGS − Vth + Vm cos ωt ) 2
2 = K N (VGS − Vth ) 2 + 2 K N (VGS − Vth )Vm cos ωt + K NVm cos 2 ωt + ⋯⋯
2 = K NVid 4(VGS − Vth ) 2 − Vid
如果|V 假设输入信号为V 如果 id|<<VGS－Vth，假设输入信号为 mcosωt， 则可简化为： 则可简化为：
I D1 − I D 2
3 3 Vm cos( 3ωt ) 3Vm cos ωt − g m = g m Vm − 2 32(VGS − Vth ) 32(VGS − Vth )2
非线性的度量方法（ ） 非线性的度量方法（1）
泰勒级数系数表示法
对所关心范围内输入输出特性用泰勒展开来近 似：
y( t ) = α 1 x( t ) + α 2 x 2 ( t ) + α 3 x 3 ( t ) + ⋯
对于小的x， 对于小的 ，y(t)≈α1x，表明 1是x≈0附近 ，表明α 附近 的小信号增益； 的小信号增益； α2，α3等即为非线性的系数； 等即为非线性的系数； 非线性的大小即为确定上式中的α 等系数。 非线性的大小即为确定上式中的 1，α2等系数。