一种软开关低通态损耗的双向DC_DC变换器_陈刚
一种改进型双向DC／DC变换器的分析与研究
ｓ ｔ ｒ ｕ ｃ ｔ ｕ ｒ ｅ ｏ ｆ ｔ ｈ ｉ ｓ ｎ ｅ ｗ ｂ ｉ － ｄ ｉ ｒ ｅ ｃ ｔ ｉ ｏ ｎ ａ ｌ Ｄ Ｃ ／ Ｄ Ｃ ｃ ｏ ｎ ｖ ｅ ｒ ｔ ｅ ｒ ，ａ ｎ ａ ｌ ｙ ｚ ｎ ｃ ｉ ｐ ｌ ｅ ａ ｎ ｄ ｔ ｈ ｅ ｓ ｔ ｅ ａ ｄ ｙ － ｓ ｔ ａ ｔ ｅ ｐ ｅ ｒ ｆ ｏ ｒ ｍａ ｎ ｃ ｅ ｏ ｆ
Ｉ Ｘ； 变换 器 的 电路 结 构 ， 详 细 分析 了该 变 换 器 的 工 作 原 理 和 稳 态性 能 ， 最后 用 Ｍａ ｔ ｌ ａ ｂ仿 真 验 证 了其 理 论 分 析 的 正确 性 。
关键 词 ： 双 向 ＤＣ ／ Ｄ Ｃ 变换 器 ； 相 移加 Ｐ ＷＭ 控 制； 电压 应 力 ； 电流 应 力
。
ＬＥ ＮＧ Ｊ ｉ ａ ｎ － ｆ ｅ ｉ ， ＬＩ Ｂｉ ｎ， ＣＨＥＮ Ｙｉ － ｇ ｕ ａ ｎ ｇ
用于电动汽车的交错并联双向DCDC变换器设计
在理论上，交错并联双向DCDC变换器可以实现零电流和零电压变化率，这意味 着这种变换器的性能非常好。在实践中，由于受到电路参数、控制策略等因素 的影响，这种变换器的性能可能会有所降低。通过优化电路设计、改进控制策 略等手段，交错并联双向DCDC变换器的性能可以得到显著提升。
总的来说，交错并联双向DCDC变换器是一种非常有前途的新型电力转换技术。 它可以解决传统DCDC变换器的许多问题，包括效率低下、热损失大、电压电流 容量受限等。由于其并联结构和双向流动的特性，这种变换器可以实现更加灵 活的控制策略和更高的能量效率。
为了更好地评估双向DCDC变换器的性能，许多学者进行了实验研究。在实验中， 通过对比不同控制策略下的变换器性能，发现采用模糊控制策略可以获得更好 的动态性能和鲁棒性。此外，有些学者还对变换器的软开关技术进行了实验研 究，通过优化软开关控制策略，有效降低了开关管的开关应力，提高了变换器 的效率和可靠性。
在国内外学者的研究中，双向DCDC变换器已取得了许多成果。通过对变换器拓 扑结构、控制策略和软开关技术等方面的研究，不断提高变换器的性能和效率。 此外，有些学者还对变换器的散热性能和电磁兼容性进行了研究，为变换器的 可靠性和稳定性提供了保障。
双向DCDC变换器的主要原理是通过控制开关管的通断，实现直流电压的双向传 输。拓扑结构主要包括单端正激、反激、推挽和半桥等。在实验设计中，需要 综合考虑变换器的功率等级、电压等级、电流等级、开关频率、控制策略等因 素，并根据具体应用场景进行优化。
用于电动汽车的交错并联双向 DCDC变换器设计
目录
01 一、交错并联双向 DCDC变换器的基本原 理
02
二、在电动汽车中应 用的优势
03 三、设计考虑因素
04 四、未来发展趋势
车用双向DC-DC变换器的仿真研究
摘要 ： 该文分析 了一种零 电压 （ Ｖ ）双向 Ｄ ＺＳ Ｃ—Ｄ Ｃ变换器 。 变换器由两个对称半桥组 成 ， 功率传输 由相移脉宽调制 方式关的零电压通断 ， 它 而且所用设备少 、 转换效率 高和控制 电路简 单。 此变换器 主要 用于
双向 Ｄ Ｃ—Ｄ Ｃ变换 器也应用 了软开关技术 ， 实现开关管 的零
１ 引言
为了实现功率 的双向传输 ， 向 Ｄ 双 Ｃ—Ｄ Ｃ变换器应用在
直 流不停 电电源系统、 航天 电源 系统 、 电动 汽车 及电池 充电
电压（ Ｖ ）通断 。 而大多数软开关变换 器是低 功率或者能 ＺＳ 然
中 图 分 类 号 ：Ｍ４ Ｔ ６ 文 献 标 识 码 ： Ａ
Ｓ ｍｕ ａ ｉ ｎ ｏ ｉ ｌ ｔ ｆＢｉ— ｄ ｒ ｃ ｉ ｎ ｌ ｏ ｉ ｅ ｔｏ ａ
Ｄ Ｃ — ＤＣ Ｃｏｎ ｅ ｔ ｒ ｆ ｒ Ｖｅ ｉ ｌ ｖ ｒ ｅ ｏ ｈ ｃｅ
ＨＵＡＮＧ Ｊｅ —ｈ ｉ Ｗ Ａ ｉ ｕ， ＮＧ Ｍｉ ｇ—ｙ Ｚ ｎ ｕ， ＨＯＵ Ｆ ｎ ｅｇ
ｄ ｖ ｃ ｓ ｉｈ ｅ ｆ ｉｎ ｙ ａ ｄ ｓ ｍｐ ｅ ｃ ｎ ｒ １ ｅ ｉ ｅ ，ｈ ｇ ｆ ｃ ｅ ｃ ｎ ｉ ｌ ｏ ｔｏ．Ｔｈ ｏ ｖ ｒｅ ｉ ｌ ｓｕ ｅ ｏ ｕ ｉ ａ ｙ ｐ ｗｅ ｕ ｐ ｙ ｉ ｕ ｌｃ ｌ ｉ ｅ ｃ ｎ ｅ ｒｍａ ｎ ｙ ｉ ｓ ｄ ｆ ｒａ ｘ ｌ ｒ ｏ ｒｓ ｐ ｌ ｎ ｆ ｅ ｅｌ ｔ ｉ ｖ ｈ ｃｅ ｅ ｅ ａ ｂ ｅ ｉ ｌｓ ｗｈ ｒ ｉ— ｄ ｒ ｃ ｉ ｎ ｌＤＣ —ＤＣ ｃ ｎ ｅ ｅ ｅ ｄ ｄ ｆ ｒｃ ｌ ｔ ｒ ａ ｄ ｂ ｔ ｒ ｅ ｈ ｒ ｅ ｉ ｔ ａ ｅ ｏ ｏ ｖ ｒ ｒｉ ｎ ｅ ｅ ｏ ｄ ｓａ ｎ ａ ｔｙ ｒ ｃ ａ ｇ ．Ｔ ｅ ｏ ｅ ａ ｉ ｇ ｔ ｓ ｏ ｔ ｅ ｈ ｐ ｒｔ ｎ ｐ ｉ ｃ ｐ ｅ ａ ｄ ｄ ｓｇ ｕ ｄ ｌ ｅ ｆ ｉ ｉ ｕ ｔ ａ ａ ｔｒａ ｅ ｐ ｏ ｉ ｅ ｎ ｔ ｉ ａ ｅ ．Ａｔ ａ ｔ ｈ ｉ ｌｔｏ ｅ ｕ ｔ ｒｎ ｉ ｌ ｎ ｅ ｉ ｎ ｇ ｉ ｅ ｉ ｓｏ ｎ ｃｒ ｉ ｐ ｒ ｍｅｅ ｙ ｒ ｖ ｄ ｄ ｉ ｈ ｓｐ ｐ ｒ ｎ ｍａ ｃ ｓ ｅｓ ｍｕ ａ ｉ ｎ ｒ ｓ ｌ ｌ ｔ ｓ ａ ｅ ａｓ ｒ ｓ ｎｅ ． ｒ ｌｏ ｐ ｅ ｅ ｔ ｄ ＫＥＹＷ ＯＲＤＳ： ｒ Ｚｅ ｏ— ｖ ｌａ ｅ — ｓ ｔｈ ｎ ／ ｉ— ｄ ｒ ｃ ｉｎ；Ｐ ａ ｅ —ｓ ｉ ｄ ｌ ｔ ｎ ｏ ｔｇ ｗｉ ｉ ｇ ｂ ｃ ｉｅ ｔ ｏ ｈｓ ｈ ｆ ｍｏ ｕ ａ ｉ ；Ｆ ｅ ｅ ｌ ｅ ｉ ｌ ｔ ｏ ｕ ｌ ｌ ｖ ｈｃｅ ｃ
一种基于GaN器件大功率双向DCDC变换器
第44卷第1期电子器件Vol. 44 No. 1Feb. 20212021年2月Chinese Journal of ElccLmn DevicesA High-Power Bidirectional DC/DC Converter Based on GaN Devices "LIU Xiaoyue 卒，BAI Shangwei ，CHEN Rui(College of Electrical Engineering , North China University of Science and Technology , Tangshan Hebei 063200, China)Abstract ：This paper introduces a new high-power bidirecLional isolaLed DC/DC converLer. The DC/DC converLeruses power switching devices based on gallium nitride ( GaN ). The topology of 10 kW GaN high-power DC/DCconverLer is optimized , parameterized and analyzed , and its effectiveness is verified by simulation. It consists of two single-phase full bridge circuits , two input and output inductors and a high frequency transformer. The high-frequency transformer plays a vital role in realizing the galvanic isolation between the two full-bridge converters. The MATLABsimulation software is used to model the 10 kW converLer. MATLAB simulation results verify that the performance of the converter is suitable for high power applications and can achieve zero voltage turn-on ( ZVS ) and zero currentturn-off ( ZCS ) under light load conditions. And a 7 kW experimental prototype designed verify the effectiveness of thedesigned topology.Key words : bidirectional DC/DC converter ； soft switching ； high power ； electrical isolation ； GaN deviceEEACC ：1290B ；2560P doi ：10 ・3969/j ・issn ・ 1005-9490・2021 ・01・009一种基于GaN 器件大功率双向DC/DC 变换器*刘晓悦"，白尚维，陈瑞(华北理工大学电气工程学院，河北唐山063000)摘 要：本文介绍了一种新的高功率双向隔离式DC/DC 变换器。
电力电子变换器_DC2DC直流变换器
E
t on i 1 E t1
b)电流连续时的波形
t off
Tt x
i 2
I 20
t 2
E
E c) 电流断续时的波形M
+ ME
M -
t
t t t t t
开关周期与开关频率
固定调制：开关频率不调制、开关角固定、脉冲宽度可调
随机调制：开关频率调制、开关角调制、脉冲宽度调制
C
D
D
N MOSFET
解释：t=t1时，控制VT
i o
关断，二极管VD续流，
负载电压uo近似为负零，
O u
o
负载电流呈一种指数曲
线下降。
O
忽略负载电阻时，电感 iG
电流的斜率为： EM
i
G
O i
o
L
O u
o
通常串接较大电感L使 O
负载电流连续且脉动小。
a) 电路图
t on
T i 1
I 10
t off
i 2 I 20 t 1
直流调压电路
高压输出与低压输出； 升压型与降压型； 隔离型与非隔离型；
正激Forward、反激Flyback
单向传输与可逆传输 CCM/DCM/CRM（BCM） 软开关与硬开关
变压器升压、电感升压与 LC滤波降压型；
各种磁芯材料：软磁、硬磁、 饱和软磁与不饱和软磁
无源器件的使用；
直流降压电路／BUCKVT电路 io L R
VT1
+
Ui
u VD1 L1 VD o
M EM
io
半控开关：单只晶闸管，单相输电；其它同前。
需要附加强迫关断电路
关断电路：由关断电容和辅助晶闸管组成电感和辅助二 极管构成回振电路，在主晶闸管导通期间关断电容获得 充电极性，有利于主晶闸管的关断。
DC-DC变换基本电路和控制方法综述
文章编号：DC-DC变换基本电路和控制方法综述作者（江南大学物联网工程学院，江苏省无锡市 214122）摘要：近20年来，随着科学技术日新月异的发展，特别是功率开关器件的发展，DC-DC变换的拓扑结构和控制技术取得了很大的成就。
本文主要是对当前DC-DC变换电路——隔离型和非隔离型、两端口和多端口、单向变换和双向变换和控制方法——软开关、移相PWM、同步整流、多电平技术的发展与现状进行综述，并讨论了DC-DC变换器未来发展趋势。
关键词：基本电路;控制方法；隔离型；双向；同步整流中图分类号：文献标识码：1引言DC-DC变换器是将不可调的直流电压转变为可调或固定的直流电压，是一个用开关调节方式控制电能的变换电路，这种技术被广泛应用于各种开关电源、直流调速、燃料电池、太阳能供电和分布式电源系统中。
上个世纪，随着功率开关器件的发展，变换器拓扑和变换技术已经取得了很大的成就，并且已经发展到一个相当高的水平。
在DC-DC变换器演化过程中，离不开各种直流变换技术，各种新技术的产生和发展很大程度上影响了变换器拓扑的演化。
高功率密度、高效率、高性能、高可靠性以及低成本、小体积是DC-DC变换器的发展方向，各种变换技术也都围绕着提高变换器性能而相继被提出。
本文围绕着DC-DC变换的基本电路——隔离型和非隔离型、单端口和多端口、单向变换和双向变换以及控制方法——软开关、同步整流、移相PWM技术、多电平技术的发展和现状进行综述，并展望直流变换器未来的发展趋势。
2隔离型和非隔离型主要电路2.1非隔离型主要电路DC-DC非隔离型主要电路包括BUCK、BOOST、BUCK-BOOST、CUK等电路。
2.1.1降压型BUCK电路降压型BUCK电路如下图2.1所示。
工作原理为：当开关晶体管导通时，二极管关断，输入端直流电源Vi将功率传送到负载，图2.1降压型BUCK电路拓扑并使电感储能；当开关晶体管关断时，二极管导通，续流，电感向负载释放能量。
高频功率软开关变换技术1-3章-PDF
同学推导此式
——张纯江
2.3 Buck-Boost变换器
1、Vo与Vin的关系 在ton期间，电感电流增量为： DTs V V in ΔI L1 = ∫ dt = in DTs 0 L L 在 toff期间，电感电流增量为： (1− D )Ts V V ΔI L 2 = ∫ − o dt = − o (1 − D)Ts 0 L L
• •
由SR、VDF 和L构成高频Buck。 由La、SRa、VDFa构成低频Buck。
——张纯江
假设高频单元的工作频 率为f，低频单元的工作 频率为fa，令f =nfa。 状态a的等效电路图如图 a所示。电感L两端电压 为正，电流iL上升。电 感La两端电压为0，电 流iLa不变。
——张纯江
工作原理分析
A点或B点相对于地为+Ud和Ud，只能采用双极性SPWM。
A
B
——张纯江
——张纯江
——张纯江
2.2 Boost变换器
Vin Vo = 1− D
电压增益：
M=
D ≤1
Vo 1 = Vin 1 − D
(10)
总有 Vo ≥ Vin ，故称DC/DC升压变换器。 输出电压纹波：
ΔVo D = Vo RCf s
为了改善第一个不足，提出了多谐振变换器。 多谐振变换器：在准谐振电路基础上加入多个谐振元件，使谐振回路不只一个；
S Dr
Cr S Lr
Dr
硬开关
零电压准谐振
S Lr
Cr
Cd
Dr
多谐振
——张纯江
1.3 软开关功率变换的提出和发展
2) 零开关PWM变换器：将准谐振变换器与硬开关变换器相结合，通过附加的有源 开关阻断谐振过程，使电路在一周期中一部分时间按准谐振工作，另一部分时间 按PWM方式工作。既具有软开关功能，又具有PWM硬开关恒频调压的特点。 （只解决了上述第二个不足）。
用于电池储能装置的双向DC-DC变换器设计
用于电池储能装置的双向DC-DC变换器设计摘要：现如今，储能系统的重要性越来越突出，双向DC－DC变换器作为新能源技术中的重要组成部分，以可实现能量的双向传输、体积小、重量轻等优势，应用在电动自行车、电动汽车、航天航空、工业控制、通信网、风电并网系统等新能源电控领域。
提高双向DC－DC变换器的工作效率，优化电路结构，增强系统适应性成为储能变流的研究热点关键词：电池储能装置；双向DC-DC变换器；设计1引言目前，在电动汽车领域大多以单一蓄电池为主要能源来驱动汽车的行驶，但电动汽车的电机功率一般在20kW以上，在启动和加速瞬间瞬时电流可达到额定电流的几倍到数十倍，对蓄电池的冲击会大大影响其使用寿命以及汽车的续航里程。
超级电容具有功率密度大、效率高、充放电快等优点，适用于大功率场合。
将超级电容引入电动汽车领域，与蓄电池结合组成混合储能系统，是未来电动汽车发展的重要方向。
基于超级电容与蓄电池混合储能的新型双向DC/DC变换器能够在汽车启动或加速瞬间由超级电容提供瞬时大功率，满足负载的要求，减少瞬时大功率对蓄电池的冲击；在汽车制动瞬间，将能量回馈给超级电容，对超级电容充电，实现能量的回收再次利用，可大大提高电动汽车续航里程。
作为其中关键的能量控制元件—双向DC/DC变换器的设计尤其重要。
2电池储能装置的双向DC-DC变换器分析储能系统中双向DC-DC变换器作为能量流通的通道，在储能系统中发挥着重要作用，双向DC-DC变换器拓扑结构根据输入输出之间是否具有高频变压器隔离分为隔离型和非隔离型。
其中常见隔离性拓扑结构有隔离式全桥型变换器、隔离式半桥变换器、正激式变换器、反激式变换器等。
隔离式双向DC-DC变换器拓扑在大功率变换器中应用比较多，开关器件的电压电流应力比较小，通过电路参数设计使其具备LLC变换器的软开关特性，通过高频变压器可以辅助实现很高的变换比。
但是隔离式变换器应用的开关器件比较多，体积和重量都比较大。
软开关
电源技术概述直流变换器分类非隔离：Buck 、Boost 、Buck/Boost 、Cuk 、Zeta 、Sepic隔离： 单管正激Forward 、单管反激Flyback 、双管正激、双管反激、推挽、半桥、全桥 通常变压器隔离在功率开关管电压和电流定额相同时，变换器的输出功串通常与所用开关管的数量 成正比，故四管变换器的输出功率最大，而单管变换器的输出功率最小。
硬开关：承受电流、电压的情况下接通或断开电路。
开关损耗，频率越高损耗越大。
软开关：开关管开通或关断过程中，电压为零或电流为零。
硬开关Buck电流连续输出：D V V in O ⨯=脉动：28)1(V s f f Of C L V D -=∆（理论）、ESR )1(V ∙-=∆sf Of L V D （电容损耗、等效串联电阻ESR ）Q 、D 承受电压VinBoost电流连续 输出：D-11V V in O ⨯= 脉动：sf Of C D I V =∆ Q 、D 承受电压VoBuck/Boost连续输出：D DV in -∙=1V O Q 、D 承受电压：DO V脉动：sf O f C D I V =∆Cuk连续输出：D D V in -∙=1V OQ 、D 承受电压：O in V +VZeta输出：D D V in -∙=1V OQ 、D 承受电压：O in V +V脉动：28)1(V s f f Of C L V D -=∆Sepic输出：D D V in -∙=1V O Q 、D 承受电压：DOV正激磁复位方法：输入端接复位绕组、RCD 复位、LCD 复位、有源箝位W3复位绕组输出：12D V W W V in O ∙∙= in D V W W ∙=122V in D V W W ∙=321V in D V W W ∙+=1313W V 复位条件：311max D W W W +=反激铁芯必须有气隙，保证铁芯不饱和。
由于电路简洁，所用元器件少，适合于多输出场合使用。
DC-DC_EMC
VDS 的 dv/dt 为 2V/nS 左右，而转换器 A 开关管开通时 VDS 的 dv/dt 为 5V/nS 左右， 要大很多。可见增加适当的驱动电阻并优化驱动电路，可以显著的减小电路中的 di/d t 和 dv/dt，降低电源 DC-DC 转换器的 EMI 水平。 EMI 辐射发射试验进一步验证开关管驱动缓冲电阻大小对整个 DC-DC 转换器 EMI 水平的影响。图 2 为转换器 B 采用非夹绕变压器时，当驱动电阻取值为 1Ω和 47Ω（反 向并联有二极管）时的辐射干扰。可以看出增大驱动电阻后，30MHz 和接近 200MH z 的频点各有 3_5dB 的明显改善。 驱动电阻为 1Ω（水平方向） 驱动电阻为 47Ω（水平方向）
印制电路板的 EMC 设计
由于 PCB 更改与相应的传导、辐射骚扰的测试较为复杂，且在时间和成本上也存在 困难，因此进行专门的 PCB 对 EMC 影响的试验较为困难，这里只能根据一般原理以 及多年从事电源设计所积累的经验给出 DC-DC 转换器 PCB 设计时需要注意的地方 （主要针对降低 DC-DC 转换器对外的 EMI）。
图 3 有驱动缓冲电阻、开关速度均可以控制的驱动电路
滤波技术
DC-DC 转换器的 EMI 滤波器是由电感、电容等构成的无源双向多端口网络。实际上 它起两个低通滤波器的作用，一个衰减共模干扰，另一个衰减差模干扰。它能在阻带 （通常大于 10KHz）范围内衰减射频能量而让工频无衰减或很少衰减地通过。EMI 滤波器是 DC-DC 转换器设计工程师控制传导电磁干扰和辐射电磁干扰的首选工具。
DC-DC 转换器的电磁兼容技术
引言
DC-DC 转换器是通信系统的动力之源，已在通信领域中达到广泛应用。由于具有高 频率、宽频带和大功率密度，它自身就是一个强大的电磁干扰（EMI）源，严重时会 导致周围的电子设备功能紊乱，使通信系统传输数据错误、出现异常的停机和报警等， 造成不可弥补的后果；同时，DC-DC 转换器本身也置身于周围电磁环境中，对周围 的电磁干扰也很敏感（EMS），如果没有很好的抗电磁干扰能力，它也就不可能正常 工作。因此，营造一种良好的电磁兼容（EMC）环境，是确保电子设备正常工作的前 提，且也成为电子产品设计者的重要考虑因素。
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一种软开关低通态损耗的双向DC/DC变换器*
ANovelSoft-switchingandLowConductionLossB-idirectionalDC/DCConverter浙江大学 陈 刚 徐德鸿 汪 生 (杭州 310027)香港理工大学 李 枢 (香港)
摘要:提出了一种新型软开关低通态损耗的双向DC/DC变换器。变换器中的电流大小和方向由相移脉宽调制方式控制。通过在次级加入有源钳位电路,并采用合适的驱动控制信号,不但可以使变换器在双向功率变换中实现软开关工作,而且抑制了变换器中的循环电流,从而降低了通态损耗。最后给出了设计方法和实验结果。Abstract:Anovelsoft-swichingandlowcondutionlossbidirectionalDC/DCconverterisproposed.Theflowofcur-rentiscontrolledbyphase-shiftedpulsewidthmodulation.Byaddinganactive-clampcircuitryonthesecondarysideandusingsuitablegatedrives,notonlytheconvertercanachievesoftswitching,butalsothecirculatingcurrentiseliminatedandthecondutionlossisreduced.Designandexperimentalresultsarepresented.叙词:损耗/软开关 移相控制 双向直流变换器Keywords:loss;softswitching;phase-shiftcontrol;b-idirectionalDC/DCconverter
1 引 言双向直流变换器可以应用于直流不停电电源系统[1],空间电源系统[2],直流电机驱动与再生制动系统[3],以及其它应用场合[4,5,6]。桥式双向直流变换器适合大、中功率场合,并且较易通过移相控制实现软开关,因此倍受青睐[3,4,5,6]。现有的软开关桥式双向直流变换器降低了开关损耗,提高了效率,但还各自存在一些不足。文献[5]中所述只能在正向工作时实现软开关工作;文献[6]中变换器的软开关负载适应范围受限制;文献[3,4,5]中所述的变换器工作中均存在较高的内部循环电流,通态损耗增加,影响整体效率。本文提出一种软开关低通态损耗的双向DC/DC变换器。通过引入有源钳位电路、无源谐振电路和饱和电感,实现全部功率开关在双向功率变换中均工作在软开关状态。电路软开关工作范围宽,循环电流被抑制,具有较高的效率和较好的动态性能。2 工作原理新型软开关双向DC/DC变换器拓扑如图1所示,变压器初级主体为全桥结构,次级为有源钳位推挽结构。电感L1可看着变压器T的漏感及外接小电感总和,电感Ls1为饱和电感。变换器中加入了电感Lr1~Lr2、电容Cr1~Cr2和二极管VDr1~VDr4组成的无源谐振网络。该无源谐振网络的引入主要用来帮助全桥电路在放电模式工作时实现ZVS,以及在充电模式轻载时使电路仍
满足ZVS条件。为了除去次级功率开关上的电压过冲和振荡,在次级加入了有源钳位电路,主管和钳位辅助管都可以工作在ZVS方式。变换器中所有的MOS管均可在反向导通时工作于同步整流方式,从而降低了通态损耗。同时为了进一步减小变换器中的循环能量,合理安排设计了开关管的驱动信号。下面介绍软开关双向DC/DC变换器分别在充电模式和放电模式的基本工作原理。假设变换器已进入稳态工作,且所有器件为理想器件。
图1 软开关低通损耗双向DC/DC变换器原理图(1)充电工作模式在此工作模式下,输出电感L0中的电流为正向,电池V2被充电。图2为变换器在充电模式的
15电力电子技术62000年第6期 2000.12*本文受自然科学基金及台达电力电子科教发展基金支持工作波形,每半个工作周期划分成13个阶段:t0~t1:在t0时刻,VM1、VM4、VM6和VM7导通,Cr1的电压充至V1,VDr1开始导通,辅助电感Lr2和Lr1中的电流保持基本恒定。Lr2储存的能量将实现第3阶段VM2零电压开通,Lr1储存的能量将用来实现第9阶段VM3的零电压开通。此时功率传输是:从V1到V2,饱和电感Ls1处于饱和状态,变压器初级电流ip的变化率为:dipdt=V1-(NVCc/2)L1(1)t1~t2:在t1时刻,VM4关断,与VM4并联的电容被初级电流及Lr2中的电流充电。t2~t3:在t2时刻,VM4的电压为V1,VM2中寄生二极管开始导通,VM2在零电压状态下开通。为了抑制初级的循环电流,VM7保持开通,钳位电压VCc用来迫使初级电流按如下斜率降低:dipdt=-NVCc2L1(2)当ip减小到接近为零时,LS1退出饱和,ip开始减小并保持接近为零。t3~t4:在t3时刻,VM7关断。在此阶段结束时,VM5电压为零,其寄生二极管开始导通。t4~t5:VM5在零电压状态下开通,输出电流平均流过两条路径。t5~t6:在t5时刻,Lr2中的电流减小到零,VDr4关断。Lr2和Cr2开始谐振,Lr2的电流正向增加,Cr2的电压也同时增加。t6~t7:VM6的驱动信号为零,VM6中的寄生二极管持续导通。t7~t8:在t7时刻,VM1关断,Lr1的电流对VM1的并联电容充电,同时与VM3并联的电容放电。由于辅助谐振网络中的电流不会受负载电流的影响,所以变换器ZVS的负载范围拓宽到轻载。t8~t9:在t8时刻,VM3中的寄生二极管导通,VM3在零电压下开通。在此期间,ip向反方向增长。t9~t10:Ls1进入反向饱和状态。次级整流电压vrec为零,ip变化斜率为:dipdt=-V1L1(3)在此阶段末,VM6中的二极管关断。t10~t11:与VM6并联的电容被充电,而与VM8并联的电容放电。t11~t12:VM8中二极管开始导通,负载电流从VM5流过,ip的变化斜率为:dipdt=-V1-(NVCc/2)L1
(4)
t12~t13:在t12时刻,Lr1的电流为零,VDr1关断,Lr1和Cr1之间的谐振启动。到此充电模式的半个工作周期结束。由于电路的对称性,另一半工作周期的状况与上述类似。在充电工作模式中,从V1到V2的传输功率随着相移
图2 变换器在充电模式中的驱动控制脉冲时序及工作波形(2)放电工作模式在此工作模式下,输出电感Lo的电流为反向,V2放电。图3为变换器在放电模式下的工作波形,每半个工作周期划分为13个阶段。t0~t1:VM6和VM7导通,VM1和VM4以同步整流方式工作,VM5的电压被钳位在VCc。V2
放电回馈到V1,Ls1饱和,ip的变化率为:
dipdt=V1-NVCc/2L1
(5)
辅助无源谐振网络的工作状态与充电模式中的类似。t1~t2:在t1时刻,VM4关断,当-ip比Lr2中的电流大时,VM4中的二极管持续导通。
25电力电子技术62000年第6期 2000.12t2~t3:在t2时刻,VM7关断,与VM7并联的电容被充电,与VM5并联的电容放电。t3~t4:VM5中的二极管导通,VM5在零电压下开通,变压器次级被短路,ip变化率为:dipdt=V1L1(6)VM5的电流线性增加,VM6的电流线性减小,最后VM5和VM6的电流近似相等。图3 变换器在放电模式中的驱动控制脉冲时序及工作波形t4~t5:在t4时刻,ip为零,VM4中二极管关断,Lr2电流对VM4并联的电容充电,对VM2并联的电容放电。t5~t6:在t5时刻,VM2中的二极管导通,VM2零电压开通,Lr2中的能量回馈到V1,在此阶段末,Lr2的电流为零。t6~t7:Lr2和Cr2在t6时开始谐振,VDr4关断,Lr2的电流正向增长,Cr2电压也同时增加。t7~t8:在t7时刻,VM6关断,其电压上升到VCc。t8~t9:VM8中的寄生二极管导通,vab为零,VCc使ip上升。当Ls1正向饱和后,ip的斜率为:dipdt=NVCc2L1(7)t9~t10:在t9时刻,VDr2导通,Lr2和Cr2谐振停止。t10~t11:在t10时刻,VM1关断,VM8开通。Lr1的电流使VM1电压上升,VM3电压同步降低。t11~t12:在t11时刻,VM3中二极管导通,VM3
开通。ip缓慢变化:dipdt=(NVCc/2)-V1
L1
(8)
t12~t13:在t12时刻,Lr1的电流为零,VDr1关断,Lr1和Cr1之间的谐振启动。到此放电模式的半个工作周期结束。由于电路的对称性,另一半工作周期的状况与上述类似。在放电工作模式中,从V2到V1的传输功率随着相移3 电路设计
(1)驱动控制设计变换器的控制驱动框图如图4所示。为了减小变换器中的循环电流,降低通态损耗,在控制信号中适当加入延时Td、TdON、TdOFF(TdON=TdOFF),从而使主电路中初级电流得以迅速上升或下降。为了确保VM2、VM4、VM7和VM8在零电压下开通,它们各自采用ZVS门极驱动电路。
图4 变换器驱动控制框图(2)主要电路参数设计¹延时设计在变换器分析中可知变压器次级的钳位电压为:
VCc=2V1N(9)
3一种软开关低通态损耗的双向DC/DC变换器如图5a所示,图中,Is为饱和电感Ls的临界饱和电流值,Ic为维持电流值,最小的关断延时TdOFF应设计在最大功率充电工作中,初级电流在TdOFF内被降低到零,即:TdOFF=2(Ipmax-Is)L1NVCcUNIoL1V1(10)上式中忽略了纹波电流。图5 变换器中的延时如图5b所示,设计Td,使得以最大功率放电,初级电流在Td内从-Is上升到Ipmax,即:Td=4IsLs+2IpmaxL1NVCcU2IsLs+NIOL1V1(11)º饱和电感设计为了使空载及轻载时变压器的初级电流在TdOFF时为零,最小饱和电感应满足:Ls=NVCc4IsTdOFF=V12IsTdOFF(12) 同时为了不影响全桥的ZVS工作,要求IsnILr1,ILr2。»无源辅助网络参数的设计为了在轻载充电及反向放电工作中均保持全桥电路的ZVS状态,需要辅助谐振电感中储存足够的能量来完成桥臂电容的充放电,以VM1与VM3组成的桥臂为例:Lr1\C1,3V12Ir1(13)C1,3=C1+C3+CVM1+CVM3(14)式中 C1和C3)))VM1和VM3并联的电容值 CVM1和CVM3)))VM1、VM3的漏源极间电容
在谐振电路中:
Ir1=V1Cr1/Lr1(15)另外,谐振必须在半个工作周期(T)内完成,即PLr1Cr1[T。4 实验结果
实验电路参数如下:V1=40~50V,V2=9~18V,N=8B4B4,L1=4.7LH,L0=20LH,Lr1=Lr2