反激式变换器原理设计与实用

1、引言

反激式转换器又称单端反激式或“BUCK-BOOST”转换器，因其输出端在原边绕组关断时获得能量故而得名。在反激变换器拓扑中，开关管导时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。其优点如下：a、电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出要求；b、输入电压在很大的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，目前己可实理交流输入85-265V间，无需切换而达到稳定输出的要求；c、转换效率高，损失小；d、变压器匝数比值小。

2、反激变换器工作原理

以隔离反激式转换器为例（如右图），简要说明其工作原理：当开关管VT 导通时，变压器T初级Np有电流Ip，并将能量储存于其中（E=Lp*Ip2/2）。

由于初级Np与次级Ns极性相反，此时次级输出整流二极管D反向偏压而止，无能量传送到负载。当开关管VT关断时，由楞次定律：（感应电动势E=—N Δ∮/ΔT）可知，变压器原边绕组将产生一反向电动势，此时输出整流二极管D正向导通，负载有电流Il流通。

由图可知，开关管Q导通时间Ton的大小将决定IP、Vds的幅值为Vds（max）=Vin/1-Dmax。（其中Vin:输入直流电压；Dmax：最大占空比Dmax=Ton/T）。

由此可知，想要得到低的漏极电压，必须保持低的Dmax，也就是Dmax<0.5，在实际应有中通常取Dmax=0.45，以限制Vds（max）≦2Vin。

开关管VT导通时的漏极工作电流Id，也就是原边峰值电流Ip，根据能量守恒原则即原副边安匝数相等NpIp=NsIs可导出等式：Id=Ip=Il/n。因Il=Io，故当Io一定时，匝比N的大小即决定了Id的大小。

原边峰值电流Ip也可用下面公式表示：Ip=2Po/(n*Vin*Dmax)(n转换器的效率)。推导过程如下：

∵一个工作周期内T输出功率可表示为：Po=Lp* Ip2*n/2T。

又∵输入直流电压：Vin=Lp*di/dt,设di=Ip,且1/dt=f/Dmax,

∵Vin=Lp*Ip*f/Dmax或Lp=Vin*Dmax/(Ipxf)代入Po等式中可得：Po=nVin

f Dmax Ip2/2f Ip=1/2nVinDmaxIp

∵Ip=2Po/(n*Vin*Dmax)（说明：Vin:最小值流输入电压（V）；Dmax:最大占空比；Lp：变压器初级电感（mH）；Ip：变压器原边峰值电流（A）；F：转换频率（KHZ）

由上述理论可知，转换器的占空比与变压器的匝数比受限于开关管耐压值与最大漏极电流，而此两项是导致天半管成本上升的关键因素，因此设计时需综合考量做取舍。

3、工作模式简述

3.1工作模式介绍

反激变换器分两种工作模式：DCM和CCM，实际工作时一般都跨越这两种工作模式。

（1）、电感电流不连续模式DCM（Discontinuous Inductor Current Mode）或称“完全能量转换”：Ton时储存在变压器中的所有能量在反激周期（Ton）中都转移到输出端。

（2）、电感电流连续模式CCM（Continuous Inductor Current Mode）或称“不完全能量转换”：储存在变压器中的一部分能量在Toff末保留到下一个T

On周期的开始。

当变换器输入电压Vin在一个较大范围内发生变化，或是负载电流Il在较大范围内变化时，必然跨越这两种工作方式，因此反激式转换器要求在DCM/CCM 都能稳定工作。但在设计上是比交困难的，通常采用DCM/CCM临界状态作设计基准，并配以电流模式控制PWM的方法来设计的。

在稳定状态下，反激变压器磁通增量Δ∮在Ton时的变化必须等于在toff 时的变化，否则会造成磁芯饱和。故Δ∮=Vin*Ton/Np=Vs*Toff/Ns,即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝的伏特/秒值。

故根据变压器伏秒平衡原则，可推导出DCM/CCM工作模式下的输出电压计算公式：Vin*DT=nVo*(1-D)T

3.2两种工作模式的区别

由DCM与CCM的电流波形可以看出：DCM状态下在开关管导通期间，能量完全转移中波形具有较高的原边峰值电流，这是因主初级电感值Lp相对较低之故，使Lp急剧升高，其负面影响是增加了绕组损耗和输入滤波电容器的纹波电流，从而要求开关管必须具有高电流承载能力，方能安全工作。

在CCM工作状态中，原边峰值电流较低，但开关管在导通时有较高有漏极电流值，因此导致开关管高功率的消耗，同时为达到CCM，就需要有较高的变压器原边电感值Lp,由于要在变压器磁芯中储存的残余能量则要求变压器的体积较DCM时要大，而其它系数是相等的。

综上所述，DCM与CCM的变压器在设计时是基本相同的，只是在原边峰值电流的定义有些区别（CCM时Ip=Imax-/Imin）。

4、反激变压器设计模板

4.1、确定设计条件

首先需要确定：输入电压范围，直流输出电压Vo，输出功率Po，效率n,开关频率fs，控制芯片和最大占空比Dmax；

根据设计条件，估算最低直流输入电压Vin（min）和最高直流输入电压Vin （max），对于有PFC的电路，只需考虑PFC后BUS电压即可。

计算变换功率为：Pin=Port/n

初级最大输入电流为：Ip=Pin/(Vin(min)*Dmax)

4.2磁芯的选择

选取材质：一般选取TDK的PC40、TOKIN的2500B2、SIEMENS的N67，或等同材质。查磁芯资料表可得到BSAT和BR值，工作磁密可取ΔB=2Bsat/3。

选取磁芯大小：磁芯大小的选取跟很多因素有关，例如磁芯材料特性、变压器开状、温升、工作环境、传输功率、开关频率等等。在选取了磁芯大小之后，可以根据该磁芯的资料查到磁芯有效面积Ae和窗口面积Aww。

下面给出一个可供参考的表格：（如下表所示）

计算最大导通时间ton（max）=Dmax/fs

假设作用电压是一人方波，输出电压最低时假设导通时间为最大导通时间，因此一个导通期间的伏秒值与原边匝数关系为Np=Vin(min)*Ton(max)/ ΔB*Ae 或Np=Vin(max)*Ton(max)/ ΔB*Ae保守或Np= Vin(rating) *Ton(max)/ ΔB*Ae 【设计说明】：若在开机瞬间或者瞬加负载的条件下，当输入电压较高时，电路会以宽脉冲以提供功率。这样，输入电压和脉宽都同时为最大情况下，即使只是短暂的时间，但会使变压器出理饱和而引起失控。变压器若按高输入电压、宽脉冲设计，增加原边线圈匝数可解决变压器饱和现象，但这种设计虽然可告靠，但是降低了变压器效率，而且在输入电流大的情况下，因为要求导线比较粗，很可能导致出现无法绕下的情况。一般来说，我们设计时总是偏向保守一点的，因此建议可以考虑使用额定输入电压来计算原这匝数。

4.4变压器副边匝数计算

由于变压器输出后由整流二极管，为方便计算，二极管等压降按1V计。副边匝数为N2=NP*(Vout+1/Vin(min)*(1-Dmax/Dmax)

计算副边绕组反激电压为（Vout+1）/N2 V/匝

其他绕组匝数为

Nn=(Voutn+1)/(Vout+1)/N2 (Vout为第n个绕组的输出电压)

【绕制说明】：若原边匝数较多，应采取夹绕以增加耦合，减小漏感。

4.5计算原边电感量

由于反激电路变压器磁芯中柱需要加入气隙，防止磁芯饱和。加入气隙后，有效磁感应强度变化范围可以增加，但是电感量却下降，为防止由于电感量下降导致输出电流不连续，需要求出原边最小电感量Lmin值。

设定电感量电流波形如图2所示：

取谷值电流Ip1为峰值电流Ip2的三分之一，则Im=Ip2-Ip1=2Ip1

最大平均直流输入电流Is=Pin/Uin(min)

导通期间最大平均输入电流Im*Ton=Is*Tim=Is*T/Ton=Is/Dmax

导通时间Δt内变化电流

Δi=Im=Ip2-Ip1=2Ip1

∵原边最小电感量计算公式：

Lp=(U(in min). Δt/Δi

【取值说明】：考虑到冗余，一般来说Lp实际用时取计算值的1.5倍。

磁芯气隙长度计算公式：Lg=U0.N12.Ae/Lp

4.6核算磁感应强度

核算交流磁感应强度

Bac=Vin(min)*ton/Np*Ae

核算直流磁感应强度

Bac=U*H=(Uo*Np*Ip1)/§*10^3

核算最大磁感应强度

Bmax=Bdc+Bac/2

若选取磁芯Bsat>Bmax,则满足要求。

4.7选取导线

开关频率fs时的空透深度：

Δ=66.1/∫fs

选取导线的直径∮<2Δ，查阅导线资料，得到截面积AXP：

计算导线股数：取电流密度J，一般为3-5A/mm2

根据所需等效导线截面积S=I/J,股数x=S/Axp

4.8核算核算窗口占空系数

绕组总截面积A=Axp*(x1*N1+x2*N2+……)

§=A/Aw

占空系数：一般占空系数小于0.4，则窗口满足绕制要求。

5、反激变换器设计时注意事项

1、储能能力：当变压器工作于CCM方式时，由于出现了直流分量，需要加气

隙，使磁化曲线向H轴倾斜，从而使变压器能承受较大的电流，传递更多的能量。

P=fxVe∫br H dB(Ve:磁芯和气隙的有效体积)或P=1/2LP(Imax2-Imin 2)(Imax、Imin:为导通周末、始端相应的电流值)

2、电感值Lp:电感Lp在变压器设计初期不作重点考量，因为Lp只影响开关

电源的工作方式，故此一参数由电路工作方式要求作调整。Lp的最大值与变压器损耗最小值是一致的，如果设计所得Lp大，又要求以CCM方式工作，则刚巧合适。而若需以DCM方式工作时，则只能用增大气隙，降低Lp来达到要求，这样才不会使变压器偏离设计。

3、原、副边绕组每匝伏数应保持相同：设计时往往会遇到副边匝数需由计算

所得分数匝取整，而导致副边的每匝伏数低于原边每匝伏数，因而引起副边的每匝伏秒值小于原边，为使其达到平衡就必须减小ton时间，用较长的时间来传输电能到输出端.即要求导通占空比D小于0.5.使电路工作于DCM模式。但在此需注意：若Lp太大，电流上升斜率小，ton时间又短（<50%），很可能在ton结束时，电流上升值不大，出现电路没有能力去传递所需功率的现象。这一现象是因变压器自我功率限制之故，可通过增加气隙和减小电感Lp，使自我限制作用不会产生来然解决此问题。

4、反激变换器的主功率管需加吸收电路，用于吸收开关管在反激时的电压尖

峰。

主管吸收电容的空值计算公式：

C=Id*(tr+tf)/Vds

主管吸收电阻的阻值计算公式：

R=Ton/3C

6 结论

本文主要详细讲解了开关电源技术之反激式变换器拓扑的工作原理、工作模式、以及反激变压器设计模板，并着重说明反激变换器的设计注意事项。但需要说明的是按照设计模板设计出来的反激变压器己成功应用在实用产品的辅助电源和充电器上，也即是设计模板具有可行性。

确定准谐振反激式变换器主要设计参数的实用方法

确定准谐振反激式变换器主要设计参数的实用方法准谐振反激式变换器(Flyback Converter)由于能够实现零电压开通，减少了开关损耗，降低了EMI噪声，因此越来越受到电源设计者的关注。但是由于它是工作在变频模式，因此导致诸多设计参数的不确定性。如何确定它的工作参数，成为设计这种变换器的关键，本文给出了一种较为实用的确定方法。近年来，一些著名的国际芯片供应商陆续推出了准谐振反激式变换器的控制IC，例如安森美的NCP1207、IR公司的IRIS40XX系列、飞利浦的TEA162X系列以及意法半导体的L6565等。正如这些公司宣传的那样，在传统的反激式变换器当中加入准谐振技术，既可以实现开关管的零电压开通，从而提高了效率、减少了EMI噪声，同时又保留了反激式变换器所固有的成本低廉、结构简单、易于实现多路输出等优点。因此，准谐振反激式变换器在低功率场合具有广阔的应用前景。但是，由于这种变换器的工作频率会随着输入电压及负载的变化而变化，这就给设计工作(特别是变压器的设计)造成一些困难。本文将从工作频率入手，详细阐述如何确定准谐振反激式变换器的几个主要设计参数：最低工作频率、变压器初级电感量、折射电压、初级绕组的峰值电流等。图1是准谐振反激式变换器的原理图。其中： L P为初级绕组电感量，L LEAK为初级绕组漏感量， R P是初级绕组的电阻，C P是谐振电容。由图1可见，准谐振反激式变换器与传统的反激式变换器的原理图基本一样，区别在于开关管的导通时刻不一样。图2是工作在断续模式的传统反激式变换器的开关管漏源极间电压V DS的波形图。这里V IN是输入电压，V OR为次级到初级图1：准谐振反激式变换器原理图。的折射电压。由图2可见，当副边绕组中的能量释放完毕之后(即变压器磁通完全复位)，在开关管的漏极出现正弦波振荡电压，振荡频率由L P、C P决定，衰减因子由R P决定。对于传统的反激式变换器，其工作频率是固定的，因此开关管再次导通有可能出现在振荡电压的任何位置(包括峰顶和谷底)。可以设想，如果控制开关管每次都是在振荡电压的谷底导通，如图3所示，那么就可以实现零电压导通(或是低电压导通)，这必将减少开关损耗，降低EMI噪声。实现这一点并不困难，只要增加磁通复位检测功能(通常是辅助绕组来实现)，以便在检测到振荡电压达到最低点时打开开关管，就能达到目的。这实质上就是准谐振反激式变换器的工作原理，前文提到的几种IC均能实现这个功能。由此带来的问题是其工作频率是变化的，从而影响了其它设计参数的确定。设计参数的确定设计反激式变换器，通常需要确定以下参数： f S：变换器的工作频率； I PMAX：初级绕组的最大峰值电流；

(整理)反激式开关电源变压器设计原理.

反激式开关电源变压器设计原理 (Flyback Transformer Design Theory) 第一节. 概述. 反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图. 一、反激式转换器的优点有: 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求. 2. 转换效率高,损失小. 3. 变压器匝数比值较小. 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求. 二、反激式转换器的缺点有: 1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下. 2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大. 3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂. 第二节. 工作原理在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下: 当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2. 由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值: Vce max = VIN / 1-Dmax VIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期 Dmax = ton / T 由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN. 开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip 亦可用下列方法表示: Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T

反激变换器课程设计报告

电力电子课程实习报告班级：电气10-3班学号： 10053303 姓名：李乐

目录一、课程设计的目的二、课程设计的要求三、课程设计的原理四、课程设计的思路及参数计算五、电路的布局与布线六、调试过程遇到的问题与解决办法七、课程设计总结

一、课程设计的目的（1）熟悉Power MosFET的使用；（2）熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的应用；（3）增强设计、制作和调试电力电子电路的能力。二、课程设计的要求本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的反击式开关电源。电源输入电压：220V 电源输出电压电流：12V/1.5A 电路板：万用板手焊。三、课程设计原理 1、引言电力电子技术有三大应用领域：电力传动、电力系统和电源。在各种用电设备中，电源是核心部件之一，其性能影响着整台设备的性能。电源可以分为线性电源和开关电源两大类。线性电源是把直流电压变换为低于输入的直流电压，其工作原理是在输入与输出之间串联一个可变电阻（功率晶体管），让功率晶体管工作在线性模式，用线性器件控制其“阻值”的大小，实现稳定的输出，电路简单，但效率低。通常用于低于10W的电路中。通常使用的7805、7815等就属于线性电源。开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断状态，在这两种状态中，加在功率晶体管上的伏-安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小），所以开关电源具有能耗小、效率高、稳压范围宽、体积小、重量轻等突出优点，在通讯设备、仪器仪表、数码影音、家用电器等电子产品中得到了广泛的应用。反激式功率变换器是开关电源中的一种，是一种应用非常广泛的开关电源。 2、基本反激变换器工作原理基本反激变换器如图1所示。假设变压器和其他元件均为理想元器件，稳态工作下。

正激变换器工作原理

正激变换器实际应用中，由于电压等级变换、安全、系统串并联等原因，开关电源的输入输出往往需要电气隔离。在基本的非隔离DC DC-变换器中加入变压器，就可以派生出带隔离变压器的DC DC-变换器。例如，单端正激变换器就是有BUCK变换器派生出来的。一工作原理 1 单管正激变换器单端正激变换器是由BUCK变换器派生而来的。图（a1）为BUCK 变换器的原理图，将开关管右边插入一个隔离变压器，就可以得到图（a2）的单端正激变换器图（a1）BUCK变换器

图（a2）单端正激变换器 BUCK 变换器工作原理：电路进入平恒以后，由电感单个周期内充放电量相等，由电感周期内充放电平恒可以得到： ?==T dt L u T L U 001

即：可得：单端正激变换器的工作原理和和BUCK 相似。其工作状态如图如图（a3）所示：图（a3）单端正激变换器工作状态开关管Q 闭合。如图所示，当开关管Q 闭合时的工作状态如图a4所示， ? ? =- -ON ON t T t o o i dt U dt U U 0 )(i i ON o o o i OFF o ON o i DU U T t U T D U DT U U t U t U U == -=-=-)1()()(

图（a4）根据图中同名端所示，可以知道变压器副边也流过电流，D1导通，D2截止，电感电压为正，变压器副边的电流线性上升。在此期间，电感电压为： O I L U U N N u -= 1 2 开关管Q 截止。开关管截止时，变压器副边没有电流流过，副边电流经反并联二极管D2续流，在此期间，电感电压为负，电流线性下降: O L U U -= 在稳定时，和BUCK 电路一样，电感电压在一个周期内积分为零，因此： ()S O S I T D U DT U U N N ?-?=??? ? ??-1120 得： I O DU N N U 1 2= 由此可见，单端正激变换器电压增益与开关导通占空比成正比，

有源钳位正激变化器的工作原理

第2章有源箝位正激变换器的工作原理 2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]。 (1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。 (2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 (3) LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点： (1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5，使得变压器的原副边匝

CCM反激变压器设计

连续电流模式反激变压器的设计 Design of Flyback Transformer with Continuing Current Model 作者：深圳市核达中远通电源技术有限公司- 万必明摘要:本文首先介绍了反激变换器(Flyback Converter)的工作原理,然后重点介绍一种连续电流模式反激变压器的设计方法以及多路输出各次级电流有效值的计算. 关键词:连续电流模式(不完全能量传递方式)、不连续电流模式(完全能量传递方式)、有效值、峰值. Keywords: Continuing Current Model、Discontinuing Current Model、virtual value 、peak value. 一.序言反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.

二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理 1).反激式变换器的电路结构如图一. 2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b). 图一图二(a)

反激式变压器设计原理

反激式变压器设计原理绿色节能PWM控制器CR68XX CR6848低功耗的电流模PWM反激式控制芯片成都启达科技有限公司联系人：陈金元TEL: 电话/传真：-218 电邮:； MSN: 概述：CR6848是一款高集成度、低功耗的电流模PWM控制芯片，适用于离线式AC-DC反激拓扑的小功率电源模块。特点：电流模式PWM控制低启动电流低工作电流极少的外围元件片内自带前沿消隐(300nS) 额定输出功率限制欠压锁定(12.1V~16.1V) 内建同步斜坡补偿PWM工作频率可调输出电压钳位(16.5V) 周期电流限制软驱动2000V的ESD保护过载保护过压保护（27V）60瓦以下的反激电源SOT23-6L、DIP8封装应用领域：本芯片适用于：电池充电器、机顶盒电源、DVD 电源、小功率电源适配器等60 瓦以下(包括60 瓦)的反激电源模块。兼容型号： SG6848/SG5701/SG5848/LD7535/LD7550/OB2262/OB2263。原生产厂家现货热销！-218，。 CR6842兼容SG6842J/LD7552/OB2268/OB2269。绿色节能PWM控制器AC-DC 产品型号功能描述封装形式兼容型号 CR6848 低成本小功率绿色SOT-26/DIP-8 SG6848/SG5701/SG5848 节能PWM控制器LD7535/LD7550 OB2262/OB2263 CR6850 新型低成本小功率绿色SG6848/SG5701/SG5848 节能PWM控制器SOT-26/DIP-8 LD7535/LD7550 SOP-8OB2262/OB2263 CR6851 具有频率抖动的低成本SOT-26/DIP-8 SG6848/SG5701/SG5848 绿色节能PWM控制器SOP-8 LD7535/LD755 OB2262/OB2263 CR6842 具有频率抖动的大功能DIP-8 兼容SG6842J/LD7552

反激变换器拓扑的电路设计

反激变换器拓扑的电路设计 1．介绍反激变换器拓扑在5W到150W的小功率场合中得到广泛的应用。这个拓扑的重要优点是在变换器的输出端不需要滤波电感，从而节约了成本，减小了体积。在以往一些中文参考资料的叙述中，由于同时涉及电路和磁路的设计，容易造成设计过程中的混乱，反激变换器电路本身的一些特性却没有得到应有的体现。在文中，介绍了反激变换器的基本工作原理，对不连续模式反激变换器的设计过程，各参数之间的决定关系作了简练而准确的描述。由于电路设计和磁路设计分别介绍，对读者掌握反激变换器的设计有很好的帮助。 2．不连续模式反激变换器的基本原理反激变换器在开关管导通期间，变压器储能，负载电流由输出滤波电容提供。在开关管关断期间，储存在变压器中的能量转换到负载，提供负载电流，同时给输出滤波电容充电，并补偿开关管导通期间损失的能量。图1a是反激变换器的基本拓扑。图中有两个输出电路，一个主输出和一个从输出。负反馈闭合环路采样主输出电压V om。V om的采样值与参考值比较，输出的误差信号放大信号控制Q1的导通时间脉冲，使得V om的采样值在电网和负载变化时等于参考电压，从而稳定输出电压。从输出跟随主输出得到相应的调节。电路的工作过程如下：当Q1导通，所有线圈的同名端（带）相对于非同名端（不带）是负极性。输出整流二极管D1和D2反向偏置，输出负载电流由输出滤波电容C1和C2提供。在Q1导通期间，Np上施加了一个固定的电压（Vdc-1）（这里假设开关管的导通压降是1V），并且流过以斜率dI/dt=（Vdc-1）Lp线性上升的电流，这里Lp是原边的磁化电感。在导通时间的最后，原边电流上升到Ip=（Vdc-1）Ton/Lp。这个电流代表电感上储存的能量为（1）这里E单位焦耳，Lp单位亨，Ip单位安培当Q1关断，磁性电感上的电流强制使所有线圈上的极性反向。假设这时没有从次级绕组，

反激式变压器的设计

反激式变压器的设计反激式变压器的工作与正激式变压器不同。正激式变压器两边的绕组是同时流过电流的，而反激式变压器先是通过一次绕组把能量存储在磁心材料中，一次侧关断后再把能量传到二次回路。因此，典型的变压器阻抗折算和一次、二次绕组匝数比关系不能在这里直接使用。这里的主要物理量是电压、时间、能量。在进行设计时，在黑箱估计阶段，应先估计出电流的峰值。磁心尺寸和磁心材料也要选好。这时，为了变压器能可靠工作，就需要有气隙。刚开始，在开关管导通时把一次绕组看作是一个电感器件，并满足式(24)。 (24) 把 Lpri移到左边，用Ton=Dmax/f 代到上式中，用已知的电源工作参数，通过式(25) 就可以算出一次最大电感 ——最大占空比(通常为50％或0.5)。 (25) 这个电感值是在输入最小工作电压时，电源输出仍能达到额定输出电压所允许选择的最大电感值。在开关管导通的每个周期中，存储在磁心的能量为： (26) 要验证变压器最大连续输出的功率能否满足负载所需的最大功率，可以使用下式： (27)

所有磁心工作在单象限的场合，都要加气隙。气隙的长度(cm)可以用下式近似(CGS制(美国))：（28a）式中Ac——有效磁心面积，单位为； Bmax——最大磁通密度，单位为G(Wb／cm )。在MKS系统(欧洲)中气隙的长度(m)为 (28b) 式中Ac——有效磁心面积，单位为； Bmax——最大磁通密度，单位为T(Wb／m )。这只是估算的气隙长度，设计者应该选择具有最接近气隙长度的标准磁心型号。磁心制造厂商为气隙长度提供了一个A L的参数。这参数是电感磁心绕上1000 匝后的数据(美国)。根据设计好的电感值，绕线的匝数可以用式(29)计算确定。 (29) 式中 Lpri——一次电感量，单位为mH。如果有些特殊的带有气隙的磁心材料没有提供A L。的值，可以使用式(30)。注意不要混淆CGS和MKS两种单位制(G和cm与T和m)。 (30)

正激式变压器开关电源工作原理

正激式变压器开关电源工作原理正激式变压器开关电源输出电压的瞬态控制特性和输出电压负载特性，相对来说比较好，因此，工作比较稳定，输出电压不容易产生抖动，在一些对输出电压参数要求比较高的场合，经常使用。 1-6-1．正激式变压器开关电源工作原理所谓正激式变压器开关电源，是指当变压器的初级线圈正在被直流电压激励时，变压器的次级线圈正好有功率输出。图1-17是正激式变压器开关电源的简单工作原理图，图1-17中Ui是开关电源的输入电压，T是开关变压器，K是控制开关，L是储能滤波电感，C是储能滤波电容，D2是续流二极管，D3是削反峰二极管，R 是负载电阻。在图1-17中，需要特别注意的是开关变压器初、次级线圈的同名端。如果把开关变压器初线圈或次级线圈的同名端弄反，图1-17就不再是正激式变压器开关电源了。我们从（1-76）和（1-77）两式可知，改变控制开关K的占空比D，只能改变输出电压（图1-16-b中正半周）的平均值Ua ，而输出电压的幅值Up不变。因此，正激式变压器开关电源用于稳压电源，只能采用电压平均值输出方式。图1-17中，储能滤波电感L和储能滤波电容C，还有续流二极管D2，就是电压平均值输出滤波电路。其工作原理与图1-2的串联式开关电源电压滤波输出电路完全相同，这里不再赘述。关于电压平均值输出滤波电路的详细工作原理，请参看“1-2．串联式开关电源”部分中的“串联式开关电源电压滤波输出电路”内容。正激式变压器开关电源有一个最大的缺点，就是在控制开关K关断的瞬间开关电源变压器的初、次线圈绕组都会产生很高的反电动势，这个反电动势是由流过变压器初线圈绕组的励磁电流存储的磁能量产生的。因此，在图1-17中，为了防止在控制开关K关断瞬间产生反电动势击穿开关器件，在开关电源变压器中增加一个反电动势能量吸收反馈线圈N3绕组，以及增加了一个削反峰二极管D3。反馈线圈N3绕组和削反峰二极管D3对于正激式变压器开关电源是十分必要的，一方面，反馈线圈N3绕组产生的感应电动势通过二极管D3可以对反电动势进行限幅，并把限幅能量返回给电源，对电源进行充

反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理

反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计. 二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理 1).反激式变换器的电路结构如图一. 2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).

当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为: Vdc=Lp*dip/dt 此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw. 3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).

当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为?B并没有相对的改变.当?B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co和负载上. 此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降). 次级线圈电流: Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量) 由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM). 三.CCM模式下反激变压器设计的步骤 1. 确定电源规格. 1. .输入电压范围Vin=85—265Vac; 2. .输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; 3. .变压器的效率?=0.90

反激式电源变压器设计(DCM断续式)

反激式电源变压器设计峰值电流：IP=2PO/Uin*Dmax*η单位；A PO：输出功率。 Uin：最小直流输入电压。 Dmax：最大占空比。一般为0.45. η：效率。一次侧电感量：LP= (Vin*Dmax)^2/2*Pin*Fs*Krf 单位；H Dcm: Krf=1 CCM: Krf=0.3-0.5 一次侧匝数：NP=100*IP*LP/ BM *AE AE：平方厘米 BM：高斯 LP：UH IP: A 二次侧匝数：NS=NP*（UO+UF）/UR UR=UIN*DMAX/1-DMAX UO：输出电压。 UF：输出二极管压降。 UR；反射电压。 DMAX：最大占空比。一般为0.45 反馈匝数：NV=NS*（UV+UFV）/（VO+VF） NV：反馈圈数 NS：次级圈数 UV：反馈电压。 UFV：反馈二极管压降磁芯气隙：LG={（0.4/3.14）*IP*NP}/BM LG：磁路气隙，单位：CM。 BM：最大磁感应强度；单位：MT。一次侧电流有效值：IPRMS=IP*√DMAX/3 二次侧电流有效值：IPRMS=（2*IO/1-DMAX）*√DMA X/3 最大磁通密度：BM=100*IP*LP/NP*AE AE：平方厘米 BM：高斯 LP：UH

IP；安倍 1特期拉=1000 毫特斯拉=10000高斯初级线径：OD=L*（BW-2*M）/NP L：初级层数 BW：骨架宽度MM M：安全边距MM 有效骨架宽度：BE=D*（B-2M） D=层数 B=骨架宽度单位：MM 导线外径DPM：DPM=BE/NP 单位；MM 导线电流验证：J= 1.28*IRMS/DPM^2 IRMS=有效值电流（Ａ） DPM=无绝缘线外径（MM）

有源钳位正激变化器的工作原理

第2章有源箝位正激变换器的工作原理令狐采学 2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD 箝位技术。这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]。

(1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。 (2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 (3)LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。

它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点： (1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5，使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗； (2)在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的

反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤

反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤齐纳管吸收漏感能量的反激变换器： 0. 设计前需要确定的参数 A开关管Q的耐压值：Vmq B 输入电压范围：Vinmin ～Vinmax C 输出电压V o D 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io） E 电源效率：X F 电流/磁通密度纹波率：r（取0.5，见注释C） G 工作频率：f H 最大输出电压纹波：V opp 1. 齐纳管DZ的稳压值Vz Vz <= Vmq × 95% - Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin + Vz，在Vinmax处还应为Vmq 保留5%裕量，因此有V inmax + Vz < Vmq × 95% 。 2. 一次侧等效输出电压Vor V or = Vz / 1.4（见注释A） 3. 匝比n（Np/Ns） n = V or / (V o + Vd)，其中Vd是输出二极管D的正向压降，一般取0.5～1V 。 4. 最大占空比的理论值Dmax Dmax = V or / (V or + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，用于粗略估计占空比是否合适，后面用更精确的算法计算。一般控制器的占空比限制Dlim的典型值为70%。

----------------------------------------------------------------------------- 上面是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是n = Vin / Vo，Vin可以取希望的工作输入电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后面计算考虑实际情况对n进行调整，反复计算，可以得到比较合理的选择。 ----------------------------------------------------------------------------- 5. 负载电流Io Io = Po / V o，如果有多个二次绕组，可以用单一输出等效。 6. 一次侧有效负载电流Ior Ior = Io / n ，由Ior × Np = Io × Ns得来。 7. 占空比D D = Iin / (Iin + Ior)，其中Iin = Pin / V in，而Pin = Po / X。这里V in取Vinmin。（见注释B） 8. 二次电流斜坡中心值Il Il = Io / (1 - D) 9. 一次电流斜坡中心值Ilr Ilr = Il / n 10. 峰值开关电流Ip k Ipk = (1 + 0.5 × r) × Ilr 11. 伏秒数Et Et = V inmin × D / f ，（Et = V on × Ton = V inmin × D/f） 12. 一次电感Lp Lp = Et / (Ilr × r) 13. 磁芯选择（1）V e = 0.7 × (((2 + r)^2) / r) × (Pin / f)，V e单位cm^3；f单位KHz，根据此式确定磁芯有效体积V e，寻找符合此要求的磁芯。（见注释D）（2）最适合反激变压器的磁芯是“E Cores”和“U Cores”，“ETD"、”ER"、“RM"这三种用于反激性能一般，而“Planar E”、“EFD"、”EP"、“P"、”Ring"型不适合反激变压器。（3）材质选锰锌铁氧体，PC40比较常用且经济。 14. 一次匝数Np Np = (1 + 2/r) × (V on × D)/(2 × Bpk × Ae × f)，其中V on = V inmin - Vq，Vq是开关管Q的导通压降；Bpk不能超过0.3T，一般反激变压器取0.3T；Ae是磁芯的有效截面积，从所选磁芯的参数中查的。（公式推导见注释E，说明见注释F） 15. 二次匝数Ns

反激变压器设计实例(一)

反激变压器设计实例（一）目录 1.导论 (1) 2.磁芯参数和气隙的影响 (1) 2.1 AC极化 (2) 2.2 AC条件中的气隙影响 (2) 2.3 DC条件中的气隙影响 (2) 3. 110W反激变压器设计例子 (3) 3.1 步骤1，选择磁芯尺寸 (3) 3.2 步骤2，选择导通时间 (5) 3.3 步骤3，变换器最小DC输入电压的计算 (5) 3.4 步骤4，选择工作便宜磁通密度 (5) 3.5 步骤5，计算最小原边匝数 (6) 3.6 步骤6，计算副边匝数 (6) 3.7 步骤7，计算附加匝数 (7) 3.8 步骤8，确定磁芯气隙尺寸 (7) 3.9 步骤9，磁芯气隙尺寸（实用方法） (8)

3.10 步骤10，计算气隙 (8) 3.11 步骤11，检验磁芯磁通密度和饱和裕度 (9) 4 反激变压器饱和及暂态影响 (10) 1.导论由于反激变换器变压器综合了许多功能（储存能量、电隔离、限流电感），并且还常常支持相当大的直流电流成分，故比直接传递能量的正激推挽变压器的设计困难得多、以下变压器设计例子中没选择过程使用反复迭代方法，无论设计从哪里开始没开始时须有大量近似的计算。没有经验工程师的问题是要得到对控制因数的掌握。特别的，磁芯大小、原边电感的选择、气隙的作用、原边匝数的选择以及磁芯内交流和直流电流（磁通）成分的相互作用常常给反激变压器设计带来挑战。为使设计者对控制因数有好的感觉，下面的设计由检查磁芯材料的特性和气隙的影响开始，然后检查交流和直流磁芯极化条件，最后给出100W变压器的完整设计。 2.磁芯参数和气隙的影响图1表示一个铁氧体变压器在带有和不带气隙时典型的B/H（磁滞回归线）环。注意到虽然B/H环的磁导率（斜率）随气隙的长度变化，但磁芯和气隙结合后的饱和磁通密度保持不变。进一步，在有气隙的情况下，磁场强度H越大，剩磁通密度B r越低。这些变化对反激变压器非常有用。

反激式变换器设计的文献综

反激式变换器设计的文献综述摘要：随着社会的不断发展人们对变开关电源的要求越来越高，市场的竞争也越来越激烈。其中反激式变换器因为有效的提高了开关电源的效率，元器件相对较少，成本较低，结构简单应用范围广等特点越来越受到人们的青睐。本文主要通过对反激式变换器原理的研究，以及结合SABER软件进行反真，设计出一个符合要求的反激式变换器。关键词：反激式变换器，电流连续工作模式，电流断续工作模式，伏秒平衡研究背景及目的：随着社会的进步和经济的不断的发展，科学技术的不断进步,特别是在20世纪60年代电力电子学的出现，更完善了电气工程的完整性。各种电力电子装置广泛的应用于高压电流输电，静止无功补偿，电力机车牵引，交直流电力传动，电解，励磁，电加热，高性能交直流电源中。因此，世界各国，都无不看中电力电子学对电气工程的作用。在我国电气工程作为一个一级学科，它包含了两个五个二级学科，即电力系统及其自动化，电机与电器，高电压与绝缘技术，电力电子与电力传动，电工理论与新技术。在这五个学科电力电子学都处于十分特殊的地位。反激式变换器因为是开关电源的重要组成部分，开关电源的效率直接影响各电器的工作，是衡量电器好坏的重要指标。开关电源的设计若不达标，将会浪费大量的资源，因此设计一个效率高的开关电源尤其重要。反激式转换器又称单端反激式或：‘Buck-Boost’转换器，因其输出端在原边绕组关断时获得能量故而得名。在反激变换器拓扑中，开关管导通时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量，其因电路简单，转换效率高损失小，变压器匝数比值小等优点【1】，极大的提高了开关电源的效率，所以反激式变换器日益成为国内外开关电源研究的热点。

正激式开关电源详解

正激式变压器开关电源工作原理时间：2012-09-0414:50:17来源：作者：正激式变压器开关电源工作原理正激式变压器开关电源输出电压的瞬态控制特性和输出电压负载特性，相对来说比较好，因此，工作比较稳定，输出电压不容易产生抖动，在一些对输出电压参数要求比较高的场合，经常使用。 1-6-1.正激式变压器开关电源工作原理所谓正激式变压器开关电源，是指当变压器的初级线圈正在被直流电压激励时，变压器的次级线圈正好有功率输出。图1-17是正激式变压器开关电源的简单工作原理图，图1-17中Ui是开关电源的输入电压，T是开关变压器，K是控制开关，L是储能滤波电感，C是储能滤波电容，D2是续流二极管，D3是削反峰二极管，R是负载电阻。在图1-17中，需要特别注意的是开关变压器初、次级线圈的同名端。如果把开关变压器初线圈或次级线圈的同名端弄反，图1-17就不再是正激式变压器开关电源了。我们从(1-76)和(1-77)两式可知，改变控制开关K的占空比D，只能改变输出电压(图1-16-b中正半周)的平均值Ua，而输出电压的幅值Up不变。因此，正激式变压器开关电源用于稳压电源，只能采用电压平均值输出方式。图1-17中，储能滤波电感L和储能滤波电容C，还有续流二极管D2，就是电压平均值输出滤波电路。其工作原理与图1-2的串联式开关电源电压滤波输出电路

完全相同，这里不再赘述。关于电压平均值输出滤波电路的详细工作原理，请参看“1-2.串联式开关电源”部分中的“串联式开关电源电压滤波输出电路”内容。正激式变压器开关电源有一个最大的缺点，就是在控制开关K关断的瞬间开关电源变压器的初、次线圈绕组都会产生很高的反电动势，这个反电动势是由流过变压器初线圈绕组的励磁电流存储的磁能量产生的。因此，在图1-17中，为了防止在控制开关K关断瞬间产生反电动势击穿开关器件，在开关电源变压器中增加一个反电动势能量吸收反馈线圈N3绕组，以及增加了一个削反峰二极管 D3。反馈线圈N3绕组和削反峰二极管D3对于正激式变压器开关电源是十分必要的，一方面，反馈线圈N3绕组产生的感应电动势通过二极管D3可以对反电动势进行限幅，并把限幅能量返回给电源，对电源进行充电;另一方面，流过反馈线圈N3绕组中的电流产生的磁场可以使变压器的铁心退磁，使变压器铁心中的磁场强度恢复到初始状态。由于控制开关突然关断，流过变压器初级线圈的励磁电流突然为0，此时，流过反馈线圈N3绕组中的电流正好接替原来励磁电流的作用，使变压器铁心中的磁感应强度由最大值Bm返回到剩磁所对应的磁感应强度Br位置，即：流过反馈线圈N3绕组中电流是由最大值逐步变化到0的。由此可知，反馈线圈N3绕组产生的感应电动势在对电源进行充电的同时，流过反馈线圈N3绕组中的电流也在对变压器铁心进行退磁。图1-18是图1-17中正激式变压器开关电源中几个关键点的电压、电流波形图。图1-18-a)是变压器次级线圈N2绕组整流输出电压波形，图1-18-b)是变压器次级线圈N3绕组整流输出电压波形，图1-18-c)是流过变压器初级线圈N1绕组和次级线圈N3绕组的电流波形。

反激式连续模式变换器设计

连续电流模式反激变压器的设计ＤｅｓｉｇｎｏｆＦｌｙｂａｃｋＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｗｉｔｈＣｏｎｔｉｎｕｉｎｇＣｕｒｒｅｎｔＭｏｄｅｌ作者：深圳市核达中远通电源技术有限公司-万必明摘要：本文首先介绍了反激变换器（ＦｌｙｂａｃｋＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）的工作原理，然后重点介绍一种连续电流模式反激变压器的设计方法以及多路输出各次级电流有效值的计算. 关键词：连续电流模式（不完全能量传递方式）、不连续电流模式（完全能量传递方式）、有效值、峰值．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ＣｏｎｔｉｎｕｉｎｇＣｕｒｒｅｎｔＭｏｄｅｌ、ＤｉｓｃｏｎｔｉｎｕｉｎｇＣｕｒｒｅｎｔＭｏｄｅｌ、ｖｉｒｔｕａｌｖａｌｕｅ、ｐｅａｋｖａｌｕｅ．一.序言反激式变换器以其电路结构简单，成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱，它特别适合小功率电源以及各种电源适配器．但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计，因为输入电压范围宽，特别是在低输入电压，满负载条件下变压器会工作在连续电流模式（ＣＣＭ），而在高输入电压，轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式（ＤＣＭ）；另外关于ＣＣＭ模式反激变压器设计的论述文章极少，在大多数开关电源技术书籍的论述中，反激变压器的设计均按完全能量传递方式（ＤＣＭ模式）或临界模式来计算，但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况，变压器的工作状态可能不是最佳．因此结合本人的实际调试经验和心得，讲述一下不完全能量传递方式（ＣＣＭ）反激变压器的设计．

二．反激式变换器（ＦｌｙｂａｃｋＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）的工作原理１）．反激式变换器的电路结构如图一．２）．当开关管Ｑ１导通时，其等效电路如图二（ａ）及在导通时初级电流连续时的波形，磁化曲线如图二（ｂ）．Ｖｄｃ图一图二（ａ）

85W反激变压器设计实例

85W反激变压器设计的详细步骤 1. 确定电源规格. 1).输入电压范围Vin=90—265Vac; 2).输出电压/负载电流:Vout1=42V/2A, Pout=84W 3).转换的效率?=0.80 Pin=84/0.8=105W 2. 工作频率，匝比, 最低输入电压和最大占空比确定. Ｖmos*0.8>Vinmax+n(Vo+Vf) 600*0.8>373+n(42+1) 得n<2.5 Vd*0.8>Vinmax/n+Vo 400*0.8>373/n+42 得n>1.34 所以n取1.6 最低输入电压 Vinmin=√[(Vacmin√2)* (Vacmin√2)-2Pin(T/2-tc)/Cin =(90√2*90√2-2*105*(20/2-3)/0.00015=80V 取:工作频率fosc=60KHz, 最大占空比Dmax=n(Vo+Vf)/[n(Vo+Vf)+Vinmin]= 1.6(42+1)/[1.6(42+1)+80]=0.45 Ton(max)=1/f*Dmax=0.45/60000=7.5us

3. 变压器初级峰值电流的计算. Iin-avg=1/3Pin/Vinmin=1/3*105/80=0.4A ΔIp1=2Iin-avg/D=2*0.4/0.45=1.78A Ipk1=Pout/?/Vinmin*D+ΔIp1=84/0.8/80/0.45=2.79A 4. 变压器初级电感量的计算. 由式子Vdc=Lp*dip/dt,得: Lp= Vinmin*T on(max)/ΔIp1 =80*0.0000075/1.78 =337uH 取Lp=337 uH 5.变压器铁芯的选择. 根据式子Aw*Ae=Pt*1000000/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*?],其中: Pt(标称输出功率)= Pout=84W Ko(窗口的铜填充系数)=0.4 Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体), 变压器磁通密度Bm=1500 Gs j(电流密度): j=4A/mm2; Aw*Ae=84*1000000/[2*0.4*1*60*103*1500Gs*4*0.80] =0.7cm4 考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表: ER40/45铁氧体磁芯的有效截面积Ae=1.51cm2

反激式变换器原理设计

反激式变换器原理设计与实用 1、引言 (1) 2、反激变换器工作原理 (1) 3、工作模式简述 (2) 3.1工作模式介绍 (2) 3.2两种工作模式的区别 (2) 4、反激变压器设计模板 (3) 4.1、确定设计条件 (3) 4.2磁芯的选择 (3) 4.3变压器原这匝数计算 (3) 4.4变压器副边匝数计算 (4) 4.5计算原边电感量 (4) 4.6核算磁感应强度 (4) 4.7选取导线 (4) 4.8核算核算窗口占空系数 (4) 5、反激变换器设计时注意事项 (4) 6 结论 (5) 1、引言反激式转换器又称单端反激式或“BUCK-BOOST”转换器，因其输出端在原边绕组关断时获得能量故而得名。在反激变换器拓扑中，开关管导时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。其优点如下：a、电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出要求；b、输入电压在很大的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，目前己可实理交流输入85-265V间，无需切换而达到稳定输出的要求；c、转换效率高，损失小；d、变压器匝数比值小。 2、反激变换器工作原理以隔离反激式转换器为例（如右图），简要说明其工作原理：当开关管VT 导通时，变压器T初级Np有电流Ip，并将能量储存于其中（E=Lp*Ip2/2）。由于初级Np与次级Ns极性相反，此时次级输出整流二极管D反向偏压而止，无能量传送到负载。当开关管VT关断时，由楞次定律：（感应电动势E=—N Δ∮/ΔT）可知，变压器原边绕组将产生一反向电动势，此时输出整流二极管D正向导通，负载有电流Il流通。由图可知，开关管Q导通时间Ton的大小将决定IP、Vds的幅值为Vds（max）=Vin/1-Dmax。（其中Vin:输入直流电压；Dmax：最大占空比Dmax=Ton/T）。