双管正激研究开题报告共26页
第2章 并-串并联双管正激组合变换器
第2章并－串/并型双管正激组合变换器2.1概述双管正激变换器具有开关管电压应力低、内在抗桥臂直通的能力、可靠性高、电路拓扑简单等优点，是目前国内外工业界在输出中等功率应用场合中首选的电路拓扑之一。
但双管正激变换器受变压器磁芯复位的限制，最大输出占空比只能达到0.5，要获得较高的输出电压，必须靠提高变压器的变比，增加了副边二极管电压应力，限制了在输出高压场合的应用。
为了保留双管正激变换器的优点，同时克服其缺点，提高等效占空比和输入输出电压增益，减小开关管电流应力和副边二极管电压应力，本章主要研究了三种双管正激组合变换器：一种采用耦合电感的并－串型双管正激组合变换器，一种采用耦合电感的并－并型双管正激组合变换器，和一种并－并/串型双管正激组合变换器。
2.2并－串型双管正激组合变换器（a）独立电感输出电容端串联（b）副边续流二极管串联(c)耦合电感输出电容端串联图2.1 三种并－串型双管正激组合变换器两组双管正激变换器的开关管导通相位互差180O，在输入端并联、输出端串联方第2章 并－串/并型双管正激组合变换器式构成的并－串型双管正激组合变换器有三种，如图 2.1（a ）～2.1(c)所示：分别为采用独立电感在输出电容端串联、副边续流二极管串联和采用耦合电感在输出电容端串联。
其中图 2.1(a)所示并－串型组合变换器中的两组双管正激变换器，在工作上相当于两个独立的变换器，每个变换器输出一半的电压；图 2.1（b ）所示续流管串联型组合变换器，文献【24】已做讨论。
本节主要研究采用耦合电感在输出电容端串联的并－串型双管正激组合变换器，并对三种并－串型组合变换器的特性作一比较。
2.2.1采用耦合电感的并－串型双管正激组合变换器为了便于分析图 2.1（c ）所示的并－串型双管正激组合变换器，作如下假定：组合变换器已经达到稳态，耦合电感中两线圈电流工作在连续模式，开关管和二极管均为理想器件，忽略变压器漏感，两耦合线圈自感相等（12L L L ==），两输出滤波容电压相等、均为输出电压的一半。
新型双端正激式开关电源的研究及开发
摘要：提出了一种新型的双端正激式开关电源设计方案，有效地避免了上下桥臂易于出现的直通短路问题，使开关电源的可靠性大为提高。
而且其输入电压可以很高，输出直流电源容量大、组数多，尤其适用于具有高压直流侧的大功率电力电子系统。
同时还提出了一种独特的磁通维持控制设计方案，很好地解决了双端正激式DC/DC变换器普遍存在的磁通维持阶段不理想的问题，特别适合于直流输入电压高、高频变压器变比大的情况。
对主电路、控制及自举等回路的结构原理进行了分析，利用仿真波形以及实验结果验证了该方案的可行性和实用性。
关键词：双端正激式；开关电源；磁通控制方案；DC/DC变换器；仿真波形；电路目前各种电气设备中的开关电源，大多数都采用间接式DC/DC变换电路，先将直流电逆变为交流电，通过高频变压器隔离，再将交流电整流成直流电。
它具有隔离性能好，便于提供多路输出直流电源等优点。
间接式DC/DC变换电路通常又分为单端电路和双端电路。
一般小容量的开关电源多采用单端正激式或单端反激式DC/DC变换电路，其高频变压器铁芯中的磁通是单方向脉动的。
单端间接式直流变换电路所存在的主要缺点是高频变压器铁芯中的磁通只工作在磁化曲线的第一象限，一方面铁芯不能得到充分利用，另一方面总存在磁通复位的问题。
相比之下，双端间接式DC/DC变换电路比较适用于中大容量的开关电源，其高频变压器铁芯的工作磁通在磁化曲线的一、三象限间对称地交变，铁芯的利用率较高，也不必担心磁通的复位问题，而且对应于正负半周都可以向输出传递能量，加之高频变压器铁芯的磁通变化线性范围宽，有利于减小变压器的绕组匝数和体积，提高开关电源功率密度和工作效率。
因此，开发完善、可靠的双正激电源是当前开关电源研究的热点。
基于上述考虑，笔者提出一种新型双端正激式DC/DC变换器的半桥拓扑设计方案。
1 双正激电路的设计1.1电路的拓扑结构开关电源采用了如图1所示的总体结构框图。
其中主电路部分是电源的主体部分，负责产生各副边电压，并为控制电路提供电源；自举电路部分负责在上电初期利用主电路直流侧电压为控制电路提供电源，并在副边电压建立后将之脱离，直接利用副边某一路为其供电，从而实现自举的作用；控制电路部分主要负责主电路MOS管门极控制信号的产生并有稳定副边电压的作用。
双mos管正激隔离驱动电路
双mos管正激隔离驱动电路双MOS管正激隔离驱动电路是一种常用的隔离型电源拓扑，它采用两个MOSFET作为开关器件，通常用于高效率、高功率密度的应用中。
这种电路的工作原理是通过第一个MOSFET（称为高侧MOSFET）来控制输入电压与输出电压之间的隔离，而第二个MOSFET（称为低侧MOSFET）则用来控制负载的供电。
以下是一个基本的双MOS管正激隔离驱动电路的原理描述：1. 输入侧（高侧）：输入电压通过一个整流器（如二极管）后，为高侧MOSFET提供驱动电压。
高侧MOSFET的栅极由一个驱动电路控制，该驱动电路可以产生足够快的开关信号，以控制MOSFET的导通和截止。
2. 隔离变压器：隔离变压器的高压侧连接到高侧MOSFET的源极，低压侧则连接到低侧MOSFET的栅极。
变压器的作用是实现输入与输出之间的电气隔离，同时提升或降低输出电压，以适应不同的负载需求。
3. 输出侧（低侧）：低侧MOSFET的源极连接到负载，而栅极则由隔离变压器的次级绕组提供驱动信号。
当高侧MOSFET导通时，隔离变压器的初级绕组与次级绕组之间的磁链增加，从而在次级绕组中产生电动势，驱动低侧MOSFET导通，为负载供电。
当高侧MOSFET截止时，低侧MOSFET也会随之截止，切断负载的供电。
4. 驱动电路：驱动电路通常包括脉冲宽度调制（PWM）控制器，它根据负载需求生成高侧和低侧MOSFET的开关信号。
驱动电路需要提供足够的电流来快速充放电MOSFET的栅极电容，以确保开关动作的快速完成。
5. 钳位电路：为保护MOSFET不受到输入电压或负载电压的过高影响，通常会设计钳位电路，以限制MOSFET的源漏电压。
这种电路的优点包括高效率、低电磁干扰（EMI）、良好的隔离性能等。
然而，设计时需要注意的问题包括MOSFET的选择、驱动电路的设计、变压器的设计、开关频率的选择、EMI的抑制等。
为了确保电路的稳定性和可靠性，还需要考虑电路的温升控制、过流保护、过压保护等保护措施。
交错并联式双管正激变换器和控制电路论文
交错并联式双管正激变换器及其控制电路摘要本文主要研究了交错并联式双管正激变换器及其控制电路。
相比于其他隔离式DC/DC变换器，交错并联结构的双管正激变换器有自动实现励磁能量的回馈，结构简洁等优点。
同时，其主功率管只需承受电源电压，从而选择面更广。
此外，其并联结构缩小了输出滤波电感的体积，降低了器件的应力，从而进一步减小了损耗。
在控制电路的设计方面，考虑到电源输出电压围的可控性，本文采用电压反馈控制方式，选用UC3825型脉宽调制器。
本文列举了DC/DC变换的各种拓扑，比较了四种PWM控制模式，分析了交错并联式双管正激变换器的工作原理及其工作过程，详细推导并建立了带有电压反馈控制的双管正激变换电路的小信号模型，设计了补偿网络，给出了主电路和控制电路的工程计算。
最后，对系统进行频域、时域仿真，并给出相关分析。
关键词：双管正激变换器、电压反馈控制、小信号模型、补偿网络、仿真AbstractThis paper studies the parallel dual interleaved forward converter and its control circuit. Different to other isolated DC/DC converters, the parallel dual interleaved forward converter can feedback excitation energy automatically, also, simple structure is the one of the system’s advantages. Meanwhile, the power switches only need to work just under the main power voltage, which makes the designers have a wider range of choosing the power switches. In addition, the parallel structure reduces the volume of the output filter inductance, reducing the stress of the device, thereby, further reducing the loss. In the control circuit design, taking into account of the controllability of the range of the output voltage, we use voltage feedback control method, and chose the UC3825 voltage pulse width modulator. This article lists the DC/DC conversion of the various topologies, makes a comparison of the four PWM control modes, analyzes the parallel dual interleaved forward converter’s operating principle and working process, derives in detail and establish the small signal model, designs the compensation network, and carries out the main circuit’s and control circuit’s engineering calculation. Finally, this paper makes the system frequency and time domain simulation, and make some correlation analysis.Key words:dual forward converter, voltage feedback control, small signal model, compensation network, simulation目录摘要 (I)Abstract (I)目录.............................................................. I I 第1章绪论 (1)1.1开关电源概述 (1)1.2本课题研究意义 (1)1.3隔离式DC/DC变换拓扑列举 (2)1.4反馈控制模式分类 (4)1.5本课题方案研究 (7)1.5.1功率电路选择 (7)1.5.2控制电路的选择 (8)1.6本文研究的主要容 (8)1.7本章小结 (8)第2章功率电路状态分析及其参数设置 (9)2.1功率电路结构及其工作原理分析 (9)2.1.2电路结构分析 (9)2.1.2功率电路工作原理分析 (9)2.2主电路参数设计 (14)2.2.1技术指标 (14)2.2.2功率电路变压器设计 (15)2.3.3主功率开关管的选择 (19)2.3.4二极管的选择 (19)2.3.5输出滤波电感的选择 (20)2.3.6输出滤波电容的选择 (21)2.4本章小结 (21)第3章系统建模与控制电路的设计 (22)3.1功率电路建模 (22)3.1.1小信号模型的建立 (22)3.1.2标准型等效电路的建立 (25)3.2电压控制脉宽调制器建模与系统稳态传递函数的建立 (28)3.2.1电压控制型开关调节电路原理介绍 (28)3.2.2脉宽调制器的数学模型 (28)3.2.3电压控制系统原始回路稳态传递函数的建立 (29)3.2.4补偿网络的设计 (31)3.3控制电路结构 (34)3.3.1 UC3825外围电路 (34)3.3.2主功率管驱动电路 (36)3.3.3过流保护电路 (37)3.4本章小结 (38)第4章电路仿真 (39)4.1仿真软件简介 (39)4.2系统时域仿真 (40)4.2.1时域仿真电路及其波形 (40)4.2.2时域仿真分析 (44)4.3本章小结 (45)结论 (46)参考文献 (47)致 (50)附录 (1)第1章绪论1.1 开关电源概述随着电力电子技术的飞速发展，固态化静止型功率变换电源已经发展成为电力电子技术的三大应用领域之一(另两个是“运动控制”和“电力品质控制”)。
双PWM变换器励磁的交流励磁发电机励磁系统设计的开题报告
双PWM变换器励磁的交流励磁发电机励磁系统设计的开题报告标题：双PWM变换器励磁的交流励磁发电机励磁系统设计一、研究背景与意义交流励磁发电机是目前电力系统中主要的励磁方式，一般使用电抗器或可控硅稳压器进行励磁。
然而，传统的励磁方式存在稳定性和效率等方面的问题，因此研究更为高效和稳定的励磁方式具有重要意义。
而双PWM变换器作为一种新颖的变换器，具有快速响应、高效率等优点，适用于高性能的励磁控制系统，因此设计一种基于双PWM变换器的交流励磁发电机励磁系统，有着重要的理论和实际意义。
二、主要内容本研究拟设计一种基于双PWM变换器的交流励磁发电机励磁系统，并对该系统进行仿真和实验研究。
具体研究内容包括以下几个方面：1. 双PWM变换器原理及应用介绍双PWM变换器的基本原理、组成和应用范围，探讨其在交流励磁发电机励磁系统中的优势和应用前景。
2. 励磁控制策略设计设计双PWM变换器下的励磁控制策略，包括电压控制和电流控制两种方式，并进行仿真验证。
3. 功率因数控制方法研究针对交流励磁发电机励磁系统中的功率因数控制问题，研究一种改进的控制方法，提高系统功率因数。
4. 系统仿真分析利用Simulink软件建立交流励磁发电机励磁系统的仿真模型，验证设计的励磁控制策略和功率因数控制方法的有效性。
5. 实验研究在实际交流励磁发电机上，搭建基于双PWM变换器的励磁控制系统，进行实验研究，验证仿真结果的正确性和实用性。
三、预期成果本研究旨在设计一种基于双PWM变换器的交流励磁发电机励磁系统，并在仿真和实验研究中考察该系统的性能表现。
预期成果如下：1. 提出一种利用双PWM变换器的交流励磁发电机励磁系统控制策略，并进行仿真分析、探讨控制策略的优点和适用范围。
2. 提出一种有效的功率因数控制方法，通过仿真和实验验证该方法的有效性。
3. 制作小型交流励磁发电机样机，实现基于双PWM变换器的励磁控制，测试并验证系统性能表现。
四、研究进度安排1-2周：阅读相关文献，深度了解双PWM变换器原理及交流励磁发电机的励磁系统设计。
双管正激电路的设计与仿真3-10(开环设计与仿真)2010
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（1）滤波电感设计
① 电感量计算； ② 磁芯选取
a. 电感磁芯材料的选取：
•
有较大的直流偏磁，磁通摆幅小，相应交流损耗 也小，因此可以选择较高的饱和磁密。应选取（ 铁氧体、铁粉芯、铁铝硅Kool u、MPP、 high flux 、非晶等 ）；----
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（2）滤波电感设计
② 磁芯选取
b. 初选磁芯型号：
双管正激电路的设计
一．开环设计；
二．开环仿真（瞬态）、分析与模型细化； 三．闭环设计与仿真； 四．闭环仿真； 五．元件级仿真。
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开环仿真（瞬态）、分析与模型细化
（1）原理图编辑 （2）仿真模拟 （3）仿真结果分析 （4）模型细化
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（3）仿真结果分析
① 输出电压纹波；
– 电容电流波形
② 电感电流波形（DCM、CCM）；
– Vout 28VDC – Vout(p-p) <100mV – Iout 2- 20A，在所有负载下，电路工作于CCM
• 其他性能：
– 开关频率 100kHz
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（2）双管正激电路的工作原理
• 主电路拓扑选择
– 非隔离式拓扑 X
– 隔离式拓扑：单端正激、单端反激、推 挽、全桥、半桥、双管正激等；
• 其他设置
– 基本、输入输出、校准、数值积分、算法
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Analysis > Time Domain > Transient :
Basic
• End Time：定义瞬态分 析结束时间； • Time Step：步长；
– 设计中有关时间常数的 1/10； – 驱动源最小的上升或下 降沿； – 正弦驱动源输入周期的 1/100。
200W_双管正激设计_计算书（1）
200W_双管正激设计_计算书（1）双管正激设计计算书 by zhang 2012/09/28⼀、输⼊输出指标输⼊电压范围：185Vac 265Vac -()Vacmin 185V :=Vacmax 265V :=Vacnom 220V:=Minimum DC input voltageNominal DC intput voltageMaximum DC intput voltage Vo_min 4.95V :=Minimum DC output voltage Vo_max 5.5V :=Maximum DC output voltageVo_nom 5V :=Nominal DC output voltage Io_max 40A :=Maximum DC output current f 50Hz :=fs 100KHz :=Dmax 0.45:=Po_max Vo_max Io_max ?:=()Po_max ()220W =Maximum output power Vf_d 1.5V :=Forward voltage drop of DC rectifier diodeVloss 0.4V :=()Equivalent loss from secondary to outputVd_out Vf_d Vloss + 1.9V =:=Vsec Vo_max Vd_out +7.4V =:=Maximum voltage of secondary(Average)⼆、功能原理图：R三、输⼊电容和整流桥的计算：:=η192%:==Vd 1.5Vdc_max562.15V选取KBJ1506,600V/15A,Vf=1.1V:=Maximum Forward Voltage at 7.5A DC Vf_br 1.1VThermal resistance junction-case max交流电流最⼤有效值:==2.011WPbr2Vf_br Iin_maxRMS:==1.609Temprise_br Pbr Rθjc取电容上电压脉动为平均电压的15% =:=%39.244VVpp Vdc_min15:=Cin_actual220µF四、主变压器T1的设计：变压器变⽐的计算：k_win_tr0.3:=窗⼝利⽤系数电流密度最⼤磁通密度Selecting an available ferrite core PQ3230Ae_single161mm2:=:=Aw_single149.6mm2:=AL_single 5.1µH:=Ve_single11970mm3=mm4:=2.409104AwAe_single Ae_single Aw_single Considering 1 PQ32/30 ferrite cores side to side :=N_core1:==161mm2Ae_double N_core Ae_single:==Aw_double Aw_single149.6mm2:=符合要求mm4=2.409104AwAe_double Ae_double Aw_double:==AL_double N_core AL_single5.1µH:=Ve_double N_core Ve_single=mm31.197104B=材质：PC40， Bs = 3900Gs （100℃），Br = 550Gs，最⼤ 2800Gs:=考虑到副边绕组电流较⼤，合理范围内尽量降低绕组圈数Ns_actual3 =:=Np_actual round Ns_actual n?()48:=原变最终取值Np_final48验证最⼩和最⼤占空⽐：:=NP_vcc_actual7The actual Bmax is<Bmax_tr_actual Bmax_tr符合要求Lm Np_actual2AL_double=:=1.175104µHBecause the AL-value has ±25% tolerance,so=:=µHLm_max10.25()Lm 1.469104+=µH:=()Lm8.813103Lm_min10.25-计算原边所需最⼩电感量:=dILout Io_max0.1设输出电感允许纹波电流为输出电流额定值的10%=Output Inductor to be designed for 10% Inductor Ripple CurrentdILout4A原边峰值电流为了可以恰当的进⾏磁性复位，需要极⼩的磁化电流来对绕组电压进⾏反向，⼀般经验法则取磁化电流为原变初级峰值电流的10%就可以了。
saber的双管正激变换器的设计与模拟
ｄｏｉ:１０.３９６９/ｊ.ｉｓｓｎ.１００９－３２３０.２０１９.１０.００３Ｓａｂｅｒ的双管正激变换器的设计与模拟王㊀丹(黑龙江省能源研究所ꎬ哈尔滨１５０００１)摘㊀要:为设计一款高效率㊁低功耗的双管正激ＤＣ/ＤＣ直流变换器ꎬ研究了系统主电路㊁控制电路及反馈回路ꎬ计算个电路中的主要参数ꎬ采用数模混合仿真软件Ｓａｂｅｒ对变换器模型进行模拟ꎬ利用仿真结构优化了电路参数ꎮ结果表明:动态响应速度很快ꎬ输出电压上升时间接近０ｓꎬ经过２ｍｓ达到稳定ꎬ而且稳定后振荡很小ꎬ电压为１５Ｖꎬ电流为２Ａꎬ该研究有助于缩短开发周期㊁降低设计成本ꎮ关键词:双管正激ꎻＳａｂｅｒꎻ控制环路ꎻ仿真中图分类号:ＴＭ７６９㊀㊀文献标志码:Ｂ㊀㊀文章编号:１００９－３２３０(２０１９)１０－０００９－０３ＤｅｓｉｇｎａｎｄＳｉｍｕｌａｔｉｏｎｏｆＳａｂｅｒ ｓＤｏｕｂｌｅ－ＴｕｂｅＦｏｒｗａｒｄＣｏｎｖｅｒｔｅｒＷＡＮＧＤａｎ(ＥｎｅｒｇｙＲｅｓｅａｒｃｈＩｎｓｔｉｔｕｔｅｏｆＨｅｉｌｏｎｇｊｉａｎｇＰｒｏｖｉｎｃｅꎬＨａｒｂｉｎ１５０００１ꎬＣｈｉｎａ)Ａｂｓｔｒａｃｔ:Ｉｎｏｒｄｅｒｔｏｄｅｓｉｇｎａｈｉｇｈｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙꎬｌｏｗｐｏｗｅｒｃｏｎｓｕｍｐｔｉｏｎꎬｄｏｕｂｌｅ－ｓｗｉｔｃｈｆｏｒｗａｒｄＤＣ/ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒꎬｔｈｅｍａｉｎｃｉｒｃｕｉｔꎬｃｏｎｔｒｏｌｃｉｒｃｕｉｔａｎｄｆｅｅｄｂａｃｋｌｏｏｐｏｆｔｈｅｓｙｓｔｅｍａｒｅｓｔｕｄｉｅｄａｎｄｔｈｅｍａｉｎｐａｒａｍｅｔｅｒｓｉｎｔｈｅｃｉｒｃｕｉｔａｒｅｃａｌｃｕｌａｔｅｄ.Ｔｈｅｄｉｇｉｔａｌ－ａｎａｌｏｇｈｙｂｒｉｄｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｓｏｆｔｗａｒｅＳａｂｅｒｉｓｕｓｅｄｔｏｓｉｍｕｌａｔｅｔｈｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒｍｏｄｅｌａｎｄｔｈｅｃｉｒｃｕｉｔｐａｒａｍｅｔｅｒｓａｒｅｏｐｔｉｍｉｚｅｄｕｓｉｎｇｔｈｅｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｓｔｒｕｃｔｕｒｅ.Ｔｈｅｒｅｓｕｌｔｓｓｈｏｗｔｈａｔｔｈｅｄｙｎａｍｉｃｒｅｓｐｏｎｓｅｓｐｅｅｄｉｓｖｅｒｙｆａｓｔꎬｔｈｅｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｒｉｓｅｔｉｍｅｉｓｃｌｏｓｅｔｏ０ｓꎬｔｈｅｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｉｓｓｔａｂｌｅａｆｔｅｒ２ｍｓꎬａｎｄｔｈｅｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎｉｓｓｍａｌｌａｆｔｅｒｓｔａｂｉｌｉｚａｔｉｏｎ.Ｔｈｅｖｏｌｔａｇｅｉｓ１５Ｖａｎｄｔｈｅｃｕｒｒｅｎｔｉｓ２Ａ.Ｔｈｉｓｓｔｕｄｙｈｅｌｐｓｔｏｓｈｏｒｔｅｎｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｃｙｃｌｅａｎｄｒｅｄｕｃｅｄｅｓｉｇｎｃｏｓｔ.Ｋｅｙｗｏｒｄｓ:ｔｗｏ－ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｆｏｒｗａｒｄꎻＳａｂｅｒꎻｃｏｎｔｒｏｌｌｏｏｐꎻｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ０㊀引㊀言收稿日期:２０１９－０９－１０㊀㊀修订日期:２０１９－０９－２６作者简介:王㊀丹(１９８６－)ꎬ女ꎬ主要从事电气工程与节能技术研究ꎮ双管正激变换器相对于单管正激变换器ꎬ优势在于开关管所承受电压降低ꎬ输入端的直流电压可以更大ꎬ而且不需要磁复位电路来防止高频变压器磁饱和ꎬ该电路结构采用二极管与开关管串联ꎬ简单可靠ꎬ因此双管正激变换器具有其他变换器无法比拟的优点ꎬ被广泛应用与高输入电压的中㊁大功率等级的电源产品中ꎮ笔者具体阐述了双管正激电路中补偿网络以及调制器的设计ꎬ拟采用仿真来证明系统具有瞬态响应特性好㊁输出电压纹波小等优点和所设计系统的正确性ꎮ１㊀工作原理一次绕组侧从全桥电路对角线ａｂ间接出ꎬ两Ｍｏｓ管栅压同相ꎬ脉宽均为ＤＴ(Ｄ<０.５)ꎬ当Ｑ１㊁Ｑ２同时导通时ꎬＤ３正偏导通ꎬ直流电源向负载供电ꎻ当ｔ>ＤＴ时ꎬＱ１㊁Ｑ２同时关断时ꎬ为了维持负载电流连续ꎬ反并二极管Ｄ４正偏导通ꎬ电感电流由Ｄ３移到Ｄ４中ꎻ为了维持变压器磁化电流连续ꎬＤ１和Ｄ２正偏导通ꎬＤ３反偏截止ꎬ磁化电流移到Ｄ１和Ｄ２中ꎬ磁化电流开始线形下降ꎬ起着磁复位电路的作用[１]ꎮ９２０１９年第１０期(总第２６２期)㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀应用能源技术㊀２㊀电路参数设计指标为:输入直流电压范围１４４~１５６Ｖꎻ输出直流电压１５Ｖꎻ输出额定电流２Ａꎻ效率８５％ꎻ开关频率２００ｋＨｚꎻ是参数的计算:(Ｖｏｕｔ:输出直流电压ꎬＶｉｎ:输入直流电压ꎬＶｄ:输出整流二极管压降ꎬΔＶｏ:输出纹波电压ꎬＤ:额定占空比ꎬＩｏｃ:临界电流ꎮ)ＶｏｕｔʈＶｉｎˑ１/ｎˑＤ(１)其中ꎬ输出直流电压１５Ｖꎬ输入直流电压１５０Ｖꎮ因为磁复位ꎬ正激变换器占空比Ｄ<０.５ꎬ取Ｄ＝０.３ꎮ故得ｎ＝３ꎮ根据公式:Ｄ＝Ｖｏｕｔ＋ＶｄＶｉｎˑ１/ｎ(２)㊀㊀当输入电压取最小值Ｖｉｎ(ｍｉｎ)＝１４４ＶꎬＶｄ＝０.７ꎬ可得Ｄｍａｘ＝０.３３０２ꎻ当输入电压取最小值Ｖｉｎ(ｍｉｎ)＝１５６ＶꎬＶｄ＝０.７ꎬ可得Ｄｍｉｎ＝０.３０４８ꎻ考虑输出二极管压降ꎬ输入电压取Ｖｉｎ＝１５０Ｖꎬ重新求占空比Ｄ＝０.３１７ꎮ本次工作在连续模式ꎬ最大的临界电流ꎬ该电流以上绝对为连续模式ꎮ令Ｉｏｃ(ｍａｘ)＝１０％ˑＩｏｎ＝纹波电流一半:Ｌ＝(Ｖｏｕｔ＋Ｖｄ)ˑ(１－Ｄｍｉｎ)２ˑＩｏｃ(ｍａｘ)ˑｆ＝０.５３μＨ(３)㊀㊀实际情况中ꎬ电容中有ＥＳＲ引起的纹波主要由ＥＳＲ引起ꎬ而不是电容值ꎬ电容值足够大ꎬ放充电引起的纹波可忽略ꎮ令输出纹波:ΔＶｏ(ｍａｘ)＝ＥＳＲˑΔｉＬ(ｍａｘ)＝１％ˑＶｏｕｔ(４)ＥＳＲ＝１％ˑＶｏｕｔΔｉＬ(ｍａｘ)＝０.１２０.２ˑ２＝０.３㊀㊀因为一般情况电容值与ＥＳＲ值是一个常数ꎬ该常数等于６５ˑ１０－６ꎬ因此ꎬＣ＝２６０μＦꎮ３㊀仿真模型３.１㊀平均电路模型Ｓａｂｅｒ将ＤＣ/ＤＣ功率变换电路简化为一个模型 平均模型电路[２]ꎬ在平均模型电路中ꎬ用双管正激变换器替换功率转换电路的理想开关ꎬ消除了与开关管有关的非线性后ꎬ波形中存在开关分量ꎬ平均模型可在电路中分析小信号频率ꎮ３.２㊀设计补偿电路反馈回路未进行补偿ꎬ先将控制电压作为平均模型的输入信号源进行瞬态响应仿真ꎬ然后以瞬态分析的最终点作为交流分析的工作点ꎬ改小信号电压源为信号源执行小信号交流分析[３]ꎮ对１０００个对数空间数据点采样ꎬ在ＳａｂｅｒＳｃｏｐｅ中ꎬ即可绘制没有补偿的输出电压Ｖｏｕｔ的增益与相移ꎮ可以看出ꎬ没有补偿的传递函数的穿越频率为２.２ｋＨｚꎬ相位裕量为４７.０３ʎꎮ此时系统相位裕量大于４５ʎꎬ穿越频率处的增益曲线斜率为－１ꎬ缺点是静态增益太小ꎬ仅仅２５.９ｄＢꎮ为了消除或减小系统静态误差ꎬ在曲线０Ｈｚ处就以－１或－２的斜率下降ꎮ根据稳定环路的第一准则:在系统开环增总增益为１处ꎬ在交越频率的总开环相移必须要小于３６０ʎꎮ第二个准则是:为防止－２增益斜率电路引起相位迅速变化ꎬ应在交越频率处的斜率应为－１ꎬ防止相移随频率变化速度过快ꎮ第三个准则是:开环传递函数的相移应该与１８０ʎ保持足够的的裕量ꎬ通常选取４５ʎꎬ因为过大的相位裕量会导致动态响应变慢(过阻尼)ꎮ选择交越频率Ｆｚｏ为开关频率的１/５ꎬ在４０ｋＨｚ交越频率时ꎬ系统的总相移等于３６０ʎ－４５ʎ＝３１５ʎꎬ选取４５ʎ的相位裕量ꎮ因此ꎬ误差放大器只允许有３１５ʎ－９７ʎ＝２１８ʎ的相位滞后ꎮ取Ｋ值接近３时ꎬ误差放大器的相位滞后后可以满足２１８ʎ的要求[４]ꎮ为了有足够的相位裕量ꎬ故取Ｋ值为４ꎬ此时相位滞后为２０８ʎꎬ系统中ＬＣ滤波器存在９７ʎ相位滞后ꎬ得到了３０５ʎ的总开环相位滞后ꎬ那么在交越频率Ｆｚｏ处的相位裕量３６０ʎ－３０５ʎ＝５５ʎꎬＲ２/Ｒ１＝２８.７ｄＢꎬ取Ｒ１＝１ｋꎬＲ２＝２７ｋꎮ０１㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀应用能源技术㊀㊀㊀㊀㊀㊀２０１９年第１０期(总第２６２期)当Ｋ值等于４时ꎬ零点频率为Ｆｚ＝５ｋＨｚꎬＦｚ＝１/(２πＲ２Ｃ１)ꎮ由于Ｒ２前面已经确定为２７ｋꎬ因此Ｃ１＝１.１７ｎＦꎮ极点频率为Ｆｐ＝８０ｋＨｚꎬＦｐ＝１/(２πＲ２Ｃ２)ꎬ因此Ｃ２＝７３ｐＦꎮ３.３㊀设计调制电路设计完补偿环节ꎬ另一部分是ＰＷＭ的调制比ꎬ即占空比为控制电压与调制锯齿波电压幅值之间的比例[５]ꎮ可知时钟脉冲变高ꎬ开关开通ꎻ当斜坡电压高于控制电压时ꎬ开关关断ꎮ根据Ｄ＝ＶｒＶｃꎬ其中Ｄ＝０.３１７ꎬ令Ｖｒ＝２.５Ｖꎬ可知Ｖｃ＝２.５ˑ０.３１７＝０.７９Ｖ将信号源接上ｕｓｅ３ꎬ设置仿真瞬态响应时间长度为１０ｍｓꎮ可见ꎬ动态响应速度很快ꎬ输出电压上升时间接近０ｓꎬ经过２ｍｓ达到稳定ꎬ而且稳定后振荡很小ꎬ电压为１５Ｖꎬ电流为２Ａꎬ完全满足设计指标要求ꎮ４㊀结束语(１)系统发生振荡时ꎬ因为正弦波傅里叶分量的频谱很宽ꎬ经过输出滤波器ꎬ误差放大器及ＰＷＭ调制器后都会有增益变化和相移ꎬ影响系统稳定ꎮ故反馈环路对系统的补偿作用能有效防止系统振荡ꎮ(２)双管正激比单管正激拓扑简单ꎬ不存在单管正激磁芯复位问题ꎬ可靠性高ꎬ有利于散热系统的设计ꎬ而且较少考虑励磁电感和漏感的影响[６]ꎬ所以完全理想条件下得到的仿真结果更具有参考意义ꎮ(３)设计的变换器能够输出稳定的直流电压１５Ｖꎬ对于动态响应速度仅需２ｍｓꎮ通过软件仿真方法可以简化控制环路设计ꎬ缩短研发周期和方便调试ꎮ参考文献[１]㊀黄㊀鹰ꎬ李㊀勇ꎬ姜学想.基于Ｓａｂｅｒ的ＤＣ－ＤＣ变换器控制环路仿真研究[Ｊ].湖南工业大学学报ꎬ２０１４ꎬ２８(１):５３－５７.[２]㊀谢华林ꎬ杨金明.基于ＳＡＢＥＲ仿真器的双管正激参数及控制环路的设计[Ｊ].电源技术应用ꎬ２００９ꎬ１２(１０):８－１１.[３]㊀范立荣ꎬ杨㊀帆ꎬ张凯强.双管正激变换器Ｓａｂｅｒ仿真应用研究[Ｊ].微型机与应用ꎬ２０１４ꎬ３３(１８):８６－８９.[４]㊀王红刚.基于Ｓａｂｅｒ的开关电源设计与仿真[Ｊ].新乡学院学报:自然科学版ꎬ２０１２ꎬ２９(４):３１６－３１８. [５]㊀何艳丽ꎬ陈㊀鸣ꎬ王克城ꎬ等.基于ＵＣ３８４４的反激稳压电源的设计[Ｊ].电源技术应用ꎬ２００８ꎬ５５(４):７５－７７.[６]㊀郑鹏程ꎬ石㊀玉ꎬ周立文ꎬ等.基于ＭＡＴＬＡＢ的ＤＣ/ＤＣ变换器设计与闭环仿真[Ｊ].磁性材料及器件ꎬ２０１１ꎬ４２(４):６３－６５.１１２０１９年第１０期(总第２６２期)㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀应用能源技术㊀。
双管正激小功率电源的设计与实现
双管正激小功率电源的设计与实现
正激变换由于拓扑简单，升/ 降压范围宽，广泛应用于中小功率电源变换场合。
正激变换器的输出功率不象反激变换器那样受变压器储能的限制，
因此输出功率较反激变换器大，但是正激变换器的开关管电压应力高，为两倍输入电压，有时甚至超过两倍输入电压。
过高的开关管电压应力成为限制正激变换器容量继续增加的一个关键因素。
驱动芯片T L494 是一种价格便宜、驱动能力强、死区时间可控，同时带有两个误差放大器，当负载变化时来进行电压和电流反馈PI 调节，这样进一步加强了电源的稳定性。
1 双管正激变换器电路
双管正激变换器电路如
该主电路拓扑结构有三个优点：
（1）克服了单端正激变换器中开关电压应力高的缺点。
（2）不需要采用特殊的磁通复位技术，避免复杂的去磁绕组的设计和减少高频变压器的体积，使电路变得简洁，也不需要加RCD 来进行复磁箝位，并能对电源进行馈电，提高了效率。
（3）与全桥变换器和半桥变换器相比，每一个桥臂都是由一个二极管和一个开关管串联组成，不存在桥臂直通的问题，可靠性高。
2 PWM 驱动芯片TL494 的特点
TL494 是典型的固定频率脉宽调制控制集成电路，它包含了控制开关电源所需的全部功能，可作为双管正激式、半桥式、全桥式开关电源的控制系统。
它的工作频率为1~ 300 kHz，输入电压达40 V，输出电流为200 mA，其内部原理
TL494 内部设置了线性锯齿波振荡器，振荡频率f = 1. 1/ （R C），。
正激、反激、双管反激、推挽开关电路小结
开关电源电路学习小结1.正激（Forward）电路正激电路的原理图如图1所示：图1、单管正激电路1.1电路原理图说明单管正极电路由输入Uin、滤波电容C1、C2、C3，变压器Trans、开关管VT1、二极管VD1、电感L1组成。
其中变压器中的N1、N2、N3三个线圈是绕在同一个铁芯上的，N1、N2的绕线方向一致，N3的绕线方向与前两者相反。
1.2电路工作原理说明开关管VT1以一定的频率通断，从而实现电压输出。
当VT1吸合时，输入电压Uin被加在变压器线圈N1的两边，同时通过变压器的传输作用，变压器线圈N2两边产生上正下负的电压，VD1正向导通。
Uin的能量通过变压器Tran传输到负载。
由于N3的绕线方向与N1的相反，VT1导通时，N3的电压极性为上负下正。
当VT1关断时，N1中的电流突然变为0，但铁芯中的磁场不可能突变，N1产生反电动势，方向上负下正；N3则产生上正下负的反向电动势，多出的能量将被回馈到Uin。
通过上述内容可以看到W3的作用，就是为了能使磁场连续而留出的电流通路，采用这种接线方式后，VT1断开器件，磁场的磁能被转换为电能送回电源。
如果没有N3，那么VT1关断瞬间要事磁场保持连续，唯有两个电流通路：一是击穿开关；二是N2电流倒流使二极管反向击穿。
击穿开关或二极管，都需要很高电压，使击穿后电流以较高的变化率下降到零；而很高的电流变化率（磁通变化率）自然会产生很高的感生电动势来形成击穿电压。
由此可见，如果没有N3，则电感反向时的磁能将无法回收到电源；并且还会击穿开关和二极管。
1.3小结1)正激电路使用变压器作为通道进行能量传输；2)正激电路中，开关管导通时，能量传输到变压器副边，同时存储在电感中；开关管关断时，将由副边回路中的电感续流带载；3)正激电路的副边向负载提供功率输出，并且输出电压的幅度基本是稳定的。
正激输出电压的瞬态特性相对较好；4)为了吸收线圈在开关管关断时时的反电动势，需要在变压器中增加一个反电动势吸收绕组，因此正激电路的变压器要比反激电路的体积大；5)由于正激电路控制开关的占空比都取0.5左右，而反激电路的占空比都较小，所以正激电路的反激电动势更高。